13- Un VCO blindé

Les oscillateurs

Les systèmes de radiocommunications utilisent les oscillateurs pour différentes fonctions, notamment les pilotes des émetteurs et les oscillateurs locaux.

On utilise rarement un oscillateur "libre", c'est à dire dont la fréquence est déterminée uniquement par l'inductance et par la capacité. En effet,un oscillateur LC aura rarement la stabilité suffisante. La fréquence d'un oscillateur LC est rarement meilleure que le millième de la fréquence , et on observera des variations indésirables de la fréquence pour plusieurs raisons :

- la dilatation des composants L et C en fonction de la température.

-les capacités des jonctions des transistors varient en fonction des variations de tension et de courant.

- Les variations de la charge qui lui est connectée. 

- L'environnement électromagnétique...

Pour des fréquences de plusieurs centaines de MHz, la "dérive" d'un oscillateur libre sera donc de l'ordre de plusieurs centaines de KHz.

Donc dans la très  grande majorité des cas, on devra stabiliser l'oscillateur . Les deux façons les plus courantes : En introduisant un quartz ou en asservissant un oscillateur dit "VCO" par une boucle d'asservissement.  Nous nous intéressons ici au VCO   ( Oscillateur commandé en tension) 

Le VCO :

C'est un oscillateur dont la fréquence est fonction de la tension appliquée sur son entrée "commande" de fréquence: Cette tension est appliquée sur une diode à capacité variable "varicap" . Plus la tension est élevée, plus la capacité diminue et donc la fréquence augmente.

Le VCO est nécessairement associé à une boucle d'asservissement qui va appliquer sur l'entrée commande du VCO une tension telle que la fréquence d'oscillation soit égale à la fréquence programmée sur la boucle d'asservissement. La boucle d'asservissement sera souvent une boucle à verrouillage de phase. 

Voir le paragraphe  consacré à la "boucle à verrouillage de phase" . 

Quel oscillateur utiliser?

Le schéma ci-contre ne tient pas compte des polarisations... Nous partons de l'oscillateur de type "Colpitts":  Un circuit accordé  est placé dans le collecteur d'un transistor, lequel est un amplificateur en  "base commune" . Un pont capacitif  permet de reboucler   le signal à basse impédance sur l'émetteur du transistor : Comme C1 est plusieurs fois plus grand que C2, l'impédance qui attaque l'émetteur est beaucoup plus basse  que  l'impédance collecteur....  

CColpits1

Maintenant,  changeons uniquement la masse de référence . Il est bien évident que l'oscillateur continuera à fonctionner de la même façon, même si la configuration, figure ci-contre ,  semble très différente ( vous pouvez vérifier qu'il s'agit exactement des mêmes connexions, excepté la masse...)

CColpits2

Enfin,  pour diminuer le couplage entre le transistor et le circuit oscillant ( augmenter son Q) , plaçons un condensateur en série avec la self. Nous obtenons l'oscillateur Clapp , très utilisé aux fréquences élevées... 

Notons que C1 est toujours plusieurs fois supérieur à C2...

CClapp

Maintenant, rajoutons les polarisations, ce qui donne le schéma ci- dessous. 

Notons que le collecteur n'est pas tout à fait à la masse en RF, il y va par une impédance de faible valeur ( R5 et C6 en parallèle) . On prélève le signal aux bornes de cette impédance, qui est relativement séparée du reste du circuit oscillant.

Le circuit LC oscillant est donc constitué par l'inductance L et par les capacités associées en série : C1, C2, C3, et la diode. 

Notons aussi que la résistance R1 peut amortir le circuit si elle est trop faible. En dessous de 1Kohms, il sera intéressant de lui associer une self de blocage en série. 

FIG130

Les valeurs de C1, C2, C3, C6, C9 et de la diode varicap dépendent de la bande de fréquence et sont données à titre indicatif. C3 et C9 dépendent de la largeur de bande à couvrir.

                     C1            C2           C3           C6             C9           L1          D1 ( à-5V)

80 MHz      150 pF    47 pF      47 pF      100 pF      6,8 pF    220 nH        30 pF

800 MHz     4,7 pF     4,7 pF    4,7 pF      4,7 pF       0 pF       10 nH         6 pF

Ci contre un exemple d'implantation de ce vco, compatible avec des fréquences en dessous du GHz. 

Pour des fréquences au-dessus du GHz, une plus importante miniaturisation sera  souhaitable , avec des composants 0603 par exemple....

FIG134

Et au delà du GHz ?

On pourra extrapoler les valeurs données, mais avec une remarque sur le condensateur placé entre base et émetteur ( C1 ci-dessus): cette capacité  entre base et émetteur est relativement grande. Or, au  delà du GHz, l'impédance d'entrée du transistor devient selfique, il faudra donc se méfier de ne pas créer un circuit résonant parallèle entre base et émetteur. En pratique, au delà de 1,5 GHz , le condensateur câblé entre base et émetteur disparaît, la capacité entre base et émetteur sera uniquement celle de la jonction base -émetteur

Avec ce schéma, on peut réaliser des oscillateurs de fréquence proche du Ft du transistor...

 Par exemple, ci- contre:    un oscillateur 2,5 GHz avec un transistor bipolaire de Ft = 12 Ghz et des CMS de format 0603:

- la fréquence est ajustée par C1 ( de l'ordre du pF) et L1 ( micro self de quelques nH) 

- La capacité C2 est constituée par un  petit aplat de cuivre .

 - en sortie, C3 doit être suffisamment grand  ( par exemple 22pF) pour qu'il soit selfique avec sa piste, ce qui permet d'éviter un court circuit par résonance série dans la bande de fonctionnement. ( auquel cas, le signal de sortie disparaîtrait...) 

La résistance qui apporte la polarisation sur la base doit faire au moins un millier d'ohms pour ne pas amortir le circuit.

La self en série avec R2 ( autour de 33 nH) empêche que la résistance amortisse le circuit. 

oscill3GHz

Pente du VCO : 

La fréquence du VCO  sera fonction de la tension de commande  appliquée sur la diode à capacité variable.  

Par exemple, si la fréquence augmente de  3 MHz quand la tension de commande augmente de 1 volt, on dira que la pente est de 3 MHz/Volt.

On cherchera souvent à avoir une pente constante dans la zone de variation de la tension de commande.  On obtiendra cette linéarité en agissant sur C3 et C9.  La modélisation demandera de connaître la courbe C = F (V)  de la diode varicap. 

Pourquoi une pente constante ? La plupart du temps, un VCO est stabilisé par une boucle de verrouillage de phase. Or les caractéristiques de ce verrouillage font intervenir la pente. 

Un oscillateur VCO en UHF sera très sensible à son environnement...

Il faudra prendre d'autant plus de précautions que le système de radiocommunication utilise une modulation  à bande étroite....


Qu’il s’agisse de champs ou de variations de tensions. Le moindre signal perturbateur sur les entrées peut entraîner de larges sauts de fréquence. Or la boucle de phase ne peut contrôler la fréquence que si les variations sont suffisamment lentes.

Il faudra donc filtrer convenablement l'alimentation notamment des bruits "rapides" .

Il faudra aussi s'assurer que le VCO n'est pas sensible aux vibrations mécaniques,. Pour cela, il faudra une certaine rigidité de l'ensemble des composants de celui-ci. Notamment l'inductance .... Certains condensateurs aussi peuvent être "microphoniques" ...


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Quoi mettre derrière l'oscillateur: les étages tampons...

On n'adapte pas un oscillateur ! Un oscillateur n'est pas un système linéaire. A la mise en route, l'amplitude de l'oscillation augmente jusqu'à atteindre une non linéarité qui adapte le gain nécessaire à l'entretien ( gain de boucle unité) . Donc si on récupère de l'énergie de l'oscillateur, le signal diminue peu et si on le charge encore plus , il vient un moment où, le gain de boucle diminuant, le transistor arrive dans sa zone linéaire, et il se trouve alors en limite du décrochage.

Moralité : on ne définit pas l'impédance de sortie d'un oscillateur, on le charge par une impédance suffisamment grande pour ne pas trop perturber l'oscillation. C'est le rôle de l'étage tampon qui suivra toujours un oscillateur. Souvent même, il y aura plusieurs étages tampons, les uns derrière les autres, de façon que des variations de la charge du dernier étage ne soit pas "vues" par l'oscillateur.

En général, les étages tampon sont à large bande...Cependant il ne faut pas exagérer le gain des derniers étages large bande, car il se trouvera en sortie le bruit thermique du premier étage de l'ampli large bande. 

Par ailleurs, il ne faut pas non plus que les étages tampon qui suivent aient un gain bien plus   important sur des fréquences beaucoup plus basses que la bande du VCO, ce qui peut arriver si on n'y prend pas garde. En effet, le bruit thermique sur les fréquences basses peut de transposer autour de la fréquence du VCO si un étage qui suit est non linéaire.  

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Confinement du VCO : 

Un VCO devra  obligatoirement être confiné dans un blindage et toutes les entrées et sorties de ce blindage devront être filtrées avec soin. On peut ainsi parler d’une véritable « sanctuarisation » du VCO.

Le blindage : Le blindage protège des rayonnements directs. Cette protection doit être considérée vis-à-vis d’autres éléments de la carte, et vis-à-vis de l’extérieur.

Un exemple type, source souvent des problèmes : La carte qui supporte le VCO peut être celle d’un appareil émetteur portable avec son antenne intégrée. L’ensemble de l’appareil est soumis au champ rayonné par l’antenne, qui peut se chiffrer en dizaines de volts par mètres. En principe, la carte d’un tel appareil se trouve dans un blindage, et le VCO est lui-même un module implanté sur la carte, et blindé également.

Ce sera ici un capot métallique soudé sur sa périphérie au plan de masse de la carte. Le plan de masse n’étant pas sur la couche sur laquelle est soudé le capot, il faudra créer une bande cuivrée côté capot, et sur laquelle on soudera le capot. On disposera une rangée de vias pour relier cette bande au plan de masse. La distance entre chaque via doit être très petite par rapport au quart d’onde. A 1 GHz, par exemple, les vias seront espacés de 4 mm maximum.

On notera que la partie inférieure du blindage est constituée par la couche de masse de la carte.

Quelle doit être l’épaisseur du blindage ?

Aux fréquences considérées, l’épaisseur du blindage doit être de plusieurs fois l’ »épaisseur de peau delta », On constate donc qu’un blindage de 50 µ est suffisant, quel que soit le métal utilisé…. Le capot aura une épaisseur supérieure à  celle nécessaire, mais c’est pour garantir sa rigidité. .

L’expérience montre que c’est rarement le blindage qui est source de « fuites », mais les connexions qui passent de la carte vers l’intérieur du blindage.

Ces pistes entreront dans le blindage par des fentes issues d’un « décroché » du blindage. Voir FIG 132…

FIG132

Traitement CEM des entrées /sorties.

Ce traitement consiste à empêcher les perturbations extérieures d’entrer dans la partie sous blindage, et réciproquement d’éviter que les rayonnements des éléments intérieurs ne sortent du blindage. Que ce soit dans un sens ou dans l’autre, les solutions sont les mêmes.

Dans l’exemple choisi, nous avons 3 liaisons qui entrent dans le blindage :

  • -L’alimentation du module
  • -La tension de commande de la diode à capacité variable
  • -La sortie RF du module 

Le filtrage de l’alimentation est un filtrage HF et moyenne fréquences , la régulation de la tension d'alimentation est faite par le régulateur de la carte. Les petites variations lentes de l'alimentation sont compensées si nécessaire, par la boucle de verrouillage de phase....

Pour filtrer cette connexion, nous avons déjà vu que les condensateurs de découplage n’avaient jamais une impédance suffisamment faible pour être efficaces. Nous utiliserons donc une cellule avec impédance série et capacité parallèle. L’impédance série peut être une résistance d’une centaine d’ohms, si on tolère une certaine chute de tension. Sinon, ce sera une ferrite d’arrêt prévue pour ce type d’application. On trouve ces ferrites dans différents formats CMS.Position de la capacité de découplage : Une règle importante, la capacité de découplage doit avoir sa masse très proche de la masse du blindage.

Position de l’impédance série : Celle-ci doit être très proche de l’ouverture d’entrée dans le blindage.Ces composants peuvent être coté intérieur ou côté extérieur, l’essentiel est de respecter ces deux règles. 

decouplage blindage

Filtrage de la tension de commande de la varicap :

Cette tension provient de la sortie du filtre de la boucle PLL.

Pour un VCO, la sensibilité de cette entrée se chiffre en MHz par volt.

En général, on attaque les varicaps à travers une résistance de valeur de l’ordre du Kohms. En plaçant cette résistance très près de l’ouverture d’entrée dans le blindage, on réalise déjà un blocage des signaux RF. Le choix de cette résistance n’est pas anodin. Plus faible que 2000 Ohms, elle va amortir le circuit LC oscillateur. Si elle est bien plus grande, il faudra calculer et vérifier que sa tension de bruit thermique ne dégrade pas le bruit de phase du VCO si le VCO pilote un système à bande étroite de modulation..

Une capacité de découplage du coté extérieur devra parfaire ce filtre. Cette capacité de découplage devra être suffisamment petite pour ne pas modifier le filtre de boucle. Sinon, elle peut être le dernier condensateur de ce filtre, ce qui a pour avantage de filtrer les tensions résiduelles entre la masse du comparateur PLL et la masse de cette capacité. En effet, il ne faut pas oublier l’extrême sensibilité de cette entrée : Pour une pente de 10 MHz par volt, un bruit de 10 µV produit une excursion de fréquence de 100 Hz.

Traitement  de la sortie RF du VCO :

La sortie RF est toujours suivie, on l'a vu,  d'un ou plusieurs étages tampons . …La piste de sortie du dernier étage tampon sera adaptée, en principe en 50 ohms, car l’utilisation de ce signal n’est pas nécessairement placée à proximité du VCO. Cependant, attention, si cette piste de liaison est trop longue, ou mal protégée de l'environnement, on risque  de récupérer des signaux parasites.... 

Un trou de réglage dans le blindage ?

Si celui-ci est nécessaire, il devra avoir un diamètre minimum, car il n’est pas exclu qu’une petite partie du champ proche issu de l’inductance puisse fuir par ce trou et coupler le VCO au monde extérieur. On pourra placer un petit autocollant métallique pour boucher ce trou, une fois le réglage réalisé… 

Bruit de phase 

Le spectre d'un oscillateur n'est jamais une porteuse parfaitement pure. Autour de la "raie" spectrale apparaîtront des bruits sous forme de raies ou d'énergie étalée spectralement. En général, les raies parasites ont des causes extérieures à 'oscillateur lui-même, par exemple des couplages avec des signaux extérieurs, dont nous avons parlé. 

Mais l'oscillateur lui-même va produire un spectre continu autour de la porteuse. 

Le bruit d'amplitude est du à des fluctuations de l'amplitude , qui produisent une modulation d'amplitude parasite, et donc des bandes latérales .  Si le signal issu de l'oscillateur est amplifié et limité en amplitude, la modulation d'amplitude parasite va disparaître, mais on aura toujours  une modulation de phase parasite ou "jitter" .

En général, c'est donc cette modulation de phase parasite qui pourra être gênante dans les systèmes de communications. 

- Si le jitter est  important, il  peut se superposer à la modulation "utile" et réduire le rapport S/B de cette modulation, et donc aussi  augmenter le taux d'erreur des récepteurs numériques.  

- Mais même pour les faibles niveaux de modulation de phase parasite,  ces bandes latérales pourront quand même gêner les communications dans les voies adjacentes. Pour évaluer ces problèmes, on peut considérer le spectre de la porteuse non modulée . Les bandes latérale dues à la modulation de phase parasite sont symétriques:  la figure ci-dessous donne un exemple de spectre d'un côté de la porteuse ( non modulée par le signal utile) . 

bruit de phase

Exemple d'évaluation du bruit  présent dans un canal  adajacent : 

En considérant le bruit d'un VCO représenté dans la figure ci-dessus, supposons qu'on veuille évaluer  le  niveau de bruit  dans un canal de largeur 25 KHz, et distant de 40 KHz de la porteuse.  On voit que le bruit moyen dans ce canal est de -90 dBc/Hz . 

( dBc signifie dB par rapport à la puissance de la porteuse).

Comme le canal a une largeur de 40 000 Hz, il faut ajouter 46 dB.

Le bruit dans ce canal sera donc -90 dBm + 46 dB = -44 dBc  

Ainsi, un émetteur de 1 watt émettra donc un bruit perturbateur de  30 dBm - 44dB = -14 dBm dans ce canal.  On comprend l'intérèt d'avoir des bruits de phase faibles pour des systèmes de radiocommuniations.  

 Effet du bruit d phase d'un oscillateur local de récepteur :

Si le VCO est utilisé en oscillateur local d'un récepteur, le bruit de phase de cet oscillateur local va nuire à la sélectivité de ce récepteur: Un fort signal proche du canal reçu va transposer un bruit dans le canal utile du récepteur.  Le VCO de l'exemple ci-dessus, utilisé en oscillateur local, réduira la sélectivité à  44 dB , pour un  récepteur de bande passante 25 KHz  pour un perturbateur situé à 40 KHz du canal utile. 

Réduction du bruit de phase:

Le VCO étant associé à une  boucle de phaseUne boucle de verrouillage de phase peut  réduire le bruit de phase , mais pour un écart à la porteuse inférieur à la fréquence de  coupure de la boucle de phase... 

Pour les écarts supérieurs, il faut compter sur les caractéristiques du bruit de phase de l'oscillateur lui-même.  On réduira ce  bruit de phase grâce à  un amortissement faible du circuit LC  ( Q  élevé),   en utilisant un transistor à faible bruit, et en ayant un niveau de puissance de l'oscillateur suffisamment élevé.

Une autre source de bruit de phase peut être la résistance qui attaque la diode à capacité variable ( R9 dans le schéma plus haut) . En effet, si la pente est importante , par exemple 30 MHz /volt, le bruit thermique de cette résistance module l'oscillateur en fréquence. Ce phénomène peut être gênant pour les systèmes à bande étroite  qui sont assez exigeants concernant la sélectivité . Dans ce cas, on évitera de placerune résistance de trop grande valeur . C'est un compromis, car une valeur trop faible amortit le circuit...Souvent, une valeur de l'ordre de 1000 ohms. 

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