12- Exemple : Un ampli UHF  de puissance 

La conception d’un amplificateur de puissance RF met en jeu des impédances d’entrée et de sortie très faibles, nettement plus faibles que ce que l’on a l’habitude de voir dans les autres circuits RF. C’est le cas des transistors bipolaires mais aussi des transistors MOS.

Ceci est du au fait que les transistors présentent en entrée et en sortie au niveau de la jonction, une capacité importante. De plus, la connexion de la puce au boîtier présente une inductance . Le résultat est un circuit en L abaisseur d’impédance.

Ces impédances très basses conduisent à des circuits assez différents de ce qu’on a l’habitude de voir en RF : inductances réduites à un rectangle de cuivre, et, surtout,  problème pour réduire l’inductance des connexions des condensateurs: En effet, avec des condensateurs d'impédances basses, il faut  réduire  leur inductance parasite, afin de ne pas modifier l'impédance totale ( voir le chapitre 6: le condensateur réel en RF).

Prenons par exemple un transistor bipolaire comme le Jo 3020 de TRW ( 12 Volt/ 20 Watts / 480 MHz) .

Impédance d’entrée :

Le fabricant indique une impédance d’entrée de 1,2 ohms +j3 ohms. Cette impédance d’entrée peut sembler faible, mais elle aurait pu être encore plus faible ! Le fabricant utilise la technologie « Jo » , qui inclut dans le boîtier un deuxième circuit en L pour « élever » l’impédance à 1,2 ohms avec une partie imaginaire raisonnable ( ici j3 ohms) …. On notera que les fabricants précisent les impédances au niveau du boîtier, à l’endroit où la languette de base entre dans le boîtier. Ceci est important à considérer, car avec de telles valeur des impédances, il n’est pas question de se tromper de trois  millimètres !

Exemple de circuit d’adaptation d’entrée pour le JO3020 à 480 MHz:

Nous allons voir comment transformer cette impédance de (1,2+ j 3) ohms à une source 50 ohms. L’impédance est si petite qu’il devient ici évident d’utiliser un circuit en L , qui va transformer cette impédance série faible en une impédance parallèle de 50 ohms.

LC  base

Le circuit en L est constitué par les capacités C1 + C2 vers la masse, suivi de l'inductance constituée par la large piste allant de (C1 et C2)   jusqu'au boîtier du transistor. ( C3 en entrée sert seulement à isoler la polarisation) 

L'impédance de la self du circuit en L qui transforme 50 ohms en 1,2 ohms  est   Z telle que

Zcarré = 50 . 1,2            d’où Z = j7,7 ohms. 

Ici , cette self est  la « ligne »  de longueur x qui va aller de C1+C2 jusqu’ à la base du transistor. La largeur de cette ligne est de 5mm ( largeur de la languette de base du transistor) ce qui correspond avec un substrat epoxy d’épaisseur 1,6 mm, à une impédance caractéristique de l’ordre de 35 ohms.

Nous avons donc une ligne de longueur x connectée à la base. Nous devrons trouver la valeur de la capacité d’accord du circuit en L  : (C1 + C2) à placer en extrémité. FIG121 

FIG121

L’impédance d’entrée est (1,2 + j 3) ohms. La ligne a une impédance caractéristique de 35 ohms, donc nous utiliserons l’impédance réduite

(z in ) = 1,2 /35 + j 3 /35 = 0,034 + j 0,085 .

Nous plaçons ce point A sur l’abaque de Smith normalisé à 35 ohms.

Nous remontons la ligne, en tournant à partir de A , de 0,023 lambda G , jusqu’au point B : z = 0,038 + j 0,024.

Nous passons en admittance : point C : y = 0,7 – 4 j

Nous plaçons une admittance en parallèle de + 4 j et obtenons le point D :

Y = 0,7 + 0j

Nous repassons en impédance au point d’ arrivée z = 1,4 + 0j

Nous revenons en impédances (en ohms )   Z = 1,4 . 35 ohms = 50 Ohms.

Abaque de Smith:

FIG122

Valeurs des composants :

Nous avons tourné de 0,023 lambda G ;

Lambda zéro à 480 MHz est égal à 62,5 cm , Sur l’époxy, en comptant un facteur de raccourcissement de 0,55 , nous avons (lambda G) = 34,5 cm.

La ligne de base fait donc une longueur x = 0,023 . 34,5 = 8 mm

Nous avons trouvé que la capacité qui accorde cette ligne a une admittance réduite  de +4j . Donc une impédance de -0,25 j , donc une impédance  0,25 . 35 = 8, 7 ohms

Ce qui correspond à une capacité de 38 pF.

Une telle capacité est très grande à cette fréquence…Il va falloir se demander comment réduire l'inductance parasite de ce condensateur. Quoi qu’on fasse, on ne pourra pas la  réduire à zéro, et il faudra donc s’attendre à nécessiter en réalité moins de 38 pF .

Tout d’abord, vous l'avez remarqué, dès le départ, nous scindons en deux la capacité et plaçons deux condensateurs C1 et C2 de valeur moitié , pour réaliser cette capacité. Maintenant, posons- nous la question de savoir de quelle façon  ces condensateurs C1 et C2 vont au plan de masse… Ils sont bien soudés sur un aplat de cuivre qui doit aller au plan de masse par une inductance parasite minimale . Nous avons vu ( chapitre « le condensateur réel ») que le boîtier ramenait une inductance série. Il faudra donc réduire autant que possible l'inductance donc la longueur du chemin entre le point à découpler et le plan de masse.   Une façon de rendre le montage plus conforme au schéma théorique, c’est de disposer un grand nombre de vias de masse autour de C1 et C2 pour reboucler de suite au plan de masse. Il y aura toutefois une inductance résiduelle, au moins des boitiers eux-mêmes, et il ne faudra donc pas s’étonner d’avoir des capacités C1 et C2 un peu inférieures à la théorie : C1 = C2 = 15 pF environ, selon le boîtier....….

L’émetteur du transistor est soudé sur le plan supérieur. Il doit être lui aussi obligatoirement connecté au plan de masse, grâce à un grand nombre de vias autour et sous la soudure du boîtier . La figure 123 montre ces vias de masse.

FIG123

Impédance de charge en sortie.

Les impédances de charge en sortie sont un peu moins faibles qu’en entrée.

En théorie, la charge d’un transistor en classe C , de tension d’alimentation V et de puissance de sortie P, devrait être R = Vcarré / 2 P ;

Pour le transistor pris en exemple, la charge devrait être 144 /40 = 3,6 ohms. (En fait, un peu moins car le transistor n’utilise pas 100% de la tension d’alimentation .)

En tenant compte de l’effet de la connexion de la puce à la broche de sortie et la capacité collecteur, le fabricant demande une charge de (1,4 – j 2) ohms.

On peut trouver curieux que les fabricants précisent l’impédance d’entrée de leur transistor, mais par contre ne précisent pas l’impédance de sortie , mais l’impédance de la charge que le transistor doit voir…La raison en est que le transistor RF de puissance classe B n’est pas tout à fait adapté en sortie. Le fabricant indique la charge qui lui permet d’avoir le meilleur rendement. (Le rendement d’un ampi Rf de puissance est de l’ordre de 60 % ) 

Circuit de sortie

Le calcul du circuit de sortie se fait de façon analogue au circuit d’entrée. L’impédance caractéristique de la ligne peut être de 50 ohms. On part de la charge 50 ohms, on passe en admittance, on met une capa en parallèle d’admittance +5j ( C4 + C5) , on repasse en impédance, on tourne de 0,024 lambdaG pour arriver à l’impédance que doit voir le transistor, z = 0,028 – j0,04, donc (1,4 – 2j) en renormalisant à 50 ohms. On trouve donc une capa d’accord théorique ( C4 + C5) = 33 pF et une longueur de ligne de sortie de 8,3 mm.

Et si on veut élargir la bande passante ?

En entrée comme en sortie, nous avons transformé directement des impédances très basses en 50 ohms. Il en résulte que le transformateur en L a un Q relativement élevé :

Q= Z /r = 7,7  /1,2 = 6,4 . Pour élargir la bande passante, on peut effectuer ces transformations d’impédances par deux transformateurs en L successifs. On passe de la base, une impédance de l’ordre de l’ohm, à une impédance de l’ordre de 7 ohms, puis un second L transformera 7 ohms en 50 ohms…

La difficulté, c’est le premier circuit. On constate que la ligne est extrêmement courte …. Et que les capacités sont encore plus grandes. C’est particulièrement vrai pour le circuit d’entrée. En pratique, les capacités d’accord de ce transformateur seront soudées directement sur les languettes du boîtier, très près du boîtier lui-même. La photo FIG124 montre un exemple réel. On y voit également le circuits de polarisation de la base ( à gauche) et le circuit d’alimentation collecteur. ( à droite) 

PA2 UHF

Polarisation.

Les condensateurs C3 et C6 de la FIG121 ont une impédance faible ( capacité de l’ordre de 100 pF) et ne sont là que pour isoler les polarisations des circuits d’entrée et de sortie.

En classe C , pour un transistor bipolaire, la base est polarisée à zérovolts. Il faut que les crêtes de la tension appliquée sur la base dépassent 0,6 V pour avoir la conduction. La base est reliée à la masse par une impédance. Pour des raisons de stabilité, la base sera mise à la masse par une impédance inductive et amortie. On évitera les inductances trop importantes qui peuvent provoquer des instabilités sur une fréquence basse.

Classe B : Si on veut un amplificateur linéaire, il faut que la base soit déclenchée par la puissance d’entrée même à bas niveau. On polarisera pour cela la base juste au seuil de déclenchement, et on aura donc sans excitation une légère consommation continue , de l’ordre de 1% du courant à puissance maximale.

Un problème se pose pour maintenir ce courant lors de l’échauffement du transistor. En effet, on applique une tension de polarisation de l’ordre de 600 mV pour avoir un début de conduction de la jonction Base Emetteur. Mais lorsque le transistor est chaud, comme pour toute diode, la même tension va produire un courant plus important, ce qui peut produire un emballement thermique. La tension de 600 mV est souvent issue d’une diode en conduction directe. Une solution consiste à coupler thermiquement cette diode au transistor, de façon que la tension baisse avec la température. On appliquera cette tension à la base par une résistance de quelques ohms ce qui réduira aussi le risque d’emballement.

On a vu que la base « tirait » la partie continue de son courant IB de la polarisation. Par exemple, avec un courant collecteur de 3 A et un béta de 20 la base tire 150 mA de la polarisation. Il faut que la polarisation puisse donner ce courant, sinon la tension base devient fortement négative et le transistor sera en danger. 

Même avec deux diodes D1 et D2, il est probable que la tension de polarisation soit encore  un peu trop grande . La résistance R4 va faire pont diviseur avec R3 et réduire de 10 % la tension de polarisation. 

On remarquera qu'il n'y a aucun condensateur dans ce réseau de polarisation. Souvent, l'introduction d'un condensateur produit des phénomènes de relaxation et une instabilité. Si les diodes de polarisation sont éloignées, on pourra toutefois découpler , par exemple en parallèle sur R4, mais la capacité de découplage devra être très grande ( 470 nF céramique) pour éviter ces problèmes d'oscillations parasites de relaxation .

FIG126

Classe A :

Aujourd’hui, les amplificateurs RF classe A sont généralement réalisés à partir de transistors MOS FET ou T MOS…La polarisation de la gate sera évidemment différente...

Alimentation collecteur ;

Le transistor pris pour exemple est alimenté en 12 volts.

En général, les transistors RF de puissance ont un meilleur rendement si le collecteur ne voit que des inductances, qui offrent une impédance aux harmoniques.

A partir du collecteur, on trouvera donc :

Une inductance de bonne qualité, qui va surtout éviter à la RF de remonter vers l’alimentation. Cependant l’expérience montre qu’il ne faut pas une impédance très grande ( pas plus d’une dizaine de fois l’impédance de sortie ) . Une impédance trop  grande va provoquer des résonnances sur des fréquences nettement plus basses que la fréquence de sortie : Un transistor de ce type aurait un gain très grand sur ces fréquences basses, d’où les instabilités.

Derrière cette inductance d’alimentation, un découplage de résistance série faible, car il y aura encore un courant RF important. Il faut aussi que ce découplage découple les fréquences très basses pour éviter des oscillations de relaxation sur l’alimentation. La photo FIG 124 montre deux condensateurs céramique en parallèle de 0,47 µF. On n’aura toutefois pas un découplage parfait en UHF, et donc on placera ensuite vers l’alimentation une inductance d’arrêt à ferrite qui doit supporter un courant de plusieurs ampères.

Le filtre de sortie.

En général, lorsqu’on a obtenu le signal de sortie sous 50 ohms, on placera en aval un filtrc de sortie 50 ohms --> 50 ohms, trés facile à mettre au point avec les appareils de labo et les simulations.

Le but de ce filtre c’est avant tout de filtrer les harmoniques qui sont présents sur la sortie du transistor. On peut avoir des harmoniques une douzaine  de dB en dessous de la fondamentale, et donc on peut en déduire l’atténuation qu’un tell filtre doit apporter sur ces harmoniques.

On se rappellera tout ce qui a été dit dans le paragraphe « routage des circuits UHF » : Compter l’inductance et la capacité parasite des pistes. Les condensateurs supportent des ampères, donc il faudra les choisir avec une résistance série faible, ( on a intérêt pour cela à les doubler ou tripler…) et du type dit « high Q ». Ne pas oublier non plus qu’ils sont soumis à une tension RF importante. La tension de claquage devra être plusieurs fois la tension crête de fonctionnement normal. Pour un émetteur de 30 W, on a sur 50 ohms une tension efficace de 38 volts, donc des crêtes de 55 Volts. Mais il est possible, voire probable, que des tensions supérieures existent, du fait du Q des circuits et du ROS...Les condensateurs doivent supporter 200 volts…

Il n’est pas intéressant de placer un filtrage de sortie avec des circuits à fort Q, car on dégrade le rapport Qo /Qc et donc on augmentera les pertes.

Si certains éléments du filtre ont des pertes importantes, on ne sera pas étonné de les voir chauffer au point de se dessouder ! Pour cette raison, plus la puissance augmente, plus les inductances sont grandes, afin de minimiser les pertes et d’’évacuer la chaleur..Pour une trentaine de watts, ce qui est encore raisonnable, on pourra utiliser du fil émaillé 8/10 ou 10/10, de diamètre 6mm.

Il est recommandé d’utiliser des structures de filtres passe bas périodiques, comme celui fig 128 . Il s’agit de 3 cellules en pi passe bas.

- En entrée et sortie, capacités à la masse de réactance -j 50 ohms

- Toutes les inductances font +j 50 ohms

- Entre les inductances, capacités à la masse théorique faisant  –j25 ohms .

Courbe de réponse de ce filtre :

Soit Fo la fréquence à laquelle on a calculé les valeurs des impédances données ci-dessus. La courbe de réponse à -1,5 dB s’étend de 0,65 Fo à 1,35 Fo.

L’atténuation est de 45 dB à 1,8 Fo.

En pratique, on voit qu’on a placé plusieurs condensateurs identiques pour faire ces capacités et on a placé de nombreux vias de masse : Cela réduit l’influence des impédances parasites des boîtiers, cela diminue la résistance série de la capacité résultante, et enfin le cuivre participe à la dissipation si on a affaire à une puissance de plusieurs dizaines de watts.

La capacité des aplats de cuivre doit être rajoutée à la capacité formée par les condensateurs.

Les pistes de quelques mm sur lesquelles sont soudées les inductances doivent être comptées comme ligne ( self en série, et capacité supplémentaire) . 

FIG128

FIG129