9- Les mesures en RF et CEM 

Observer un signal :

Certains s’imaginent que pour observer un signal RF , il suffit d’un oscilloscope rapide… Or, cette observation est pratiquement impossible avec un appareil dont l’entrée est à haute impédance. Et en plus, inutile ! Voici pourquoi :

L’entrée d’un oscilloscope présente une haute impédance et une capacité de plusieurs pF. Au bout d'un câble , cette impédance devient n'importe quoi, suivant la longueur du câble et la fréquence. Dans certains cas, on a même un court circuit. ( voir "les lignes de transmission" 

L'utilisation d'une sonde classique à haute impédance ne résout pas le problème.

A ces fréquences, le seul moyen de transporter un signal, c’est la ligne de transmission adaptée. Un système de mesure de ces signaux doit donc présenter une résistance bien définie ( souvent 50 ohms) dès son point d’entrée, et le câble de mesure doit présenter l’impédance caractéristique correspondante . C’est le cas de tous les appareils de mesures à ces fréquences.

Il existe toutefois des oscilloscopes ainsi équipés, pour mesurer des signaux logiques ultrarapides, mais ils sont inutiles en radiofréquences…..

En Radiofréquences, on n’a jpas besoin de « voir » le signal RF lui-même en fonction du temps. Il suffit de connaître son niveau, et son spectre. La vision du spectre est d’ailleurs bien plus chargée d’information que sa représentation temporelle !

L’observation d’un signal se fera donc à l’aide de l’analyseurs de spectre ou analyseur scalaire. L’appareil permettra de mesurer le niveau sur 50 ohms ainsi que le niveau des signaux de toutes fréquences simultanément présents. Evidemment , si connecte ce système sur un point de la carte, on y appliquera 50 ohms ....Ce n'est pas un voltmètre !

L’analyseur de réseau ou analyseur vectoriel permettra  de connaitre l’impédance d’un circuit en un point donné, et pourra montrer les diagrammes de Smith.

Mesurer une puissance :

Si la puissance ne dépasse pas Une dizaine de mW, l’analyseur scalaire sera parfait. La plupart de ces appareils ont une précision meilleure que le dB. Pour la mesure des fortes puissances RF, deux solutions :

- le wattmètre RF

-Un atténuateur de puissance suivi de l’analyseur de spectre étalonné en niveau. On prendra soin de ne pas appliquer sur l’analyseur un niveau plus élevé que ce qui est autorisé par son constructeur !

Un mot sur le dBm :

On a coutume de mesurer les puissances en dBm. Une puissance de zéro dBm est égale à 1 mW .

« (x ) dbm » désigne une puissance de (x) dB par rapport à 1mW.

Autre façon de voir :Le dBm est 10 fois le logarithme décimal du nombre qui exprime la puissance en mW.

Par exemple :

Puissance          1mW                1 W                2 W               1 µW

En dBm :         0 dBm             30 dBm           33 dBm         -30 dBm

On peut de la même façon utiliser d’autres unités : on aura le dB W, le dB µV…

Ainsi, pour les tensions , c’est 20 fois !

Tension :              1 µV            10 µV              1 mV                2 mV              1 nV

En dBµV :          0 dBµV          20 dBµV        60 dBµV          66 dBµV        -60 dBµV 

Mesurer une fréquence.

En principe, au fréquencemètre....

Si le signal est de bas niveau et superposé à d'autres signaux,   on peut utiliser un  analyseur de spectre moderne: on positionne le « marqueur » de l’analyseur sur la raie dont on veut mesurer la fréquence, avec une RBW étroite. . Il faut cependant s’assurer que l’analyseur est bien étalonné en fréquence. Pour cela, il suffit d’appliquer sur l’analyseur le signal issu d’un générateur RF digne de confiance. On pourra ainsi vérifier, et noter l’écart de fréquence, ce qui permettra de corriger la première mesure .

La stabilité de la référence de fréquence dépend du type de précision demandée: Par exemple, la précision doit être bien supérieure à la largeur de bande des signaux concernés... Certains types de modulation sont plus exigeants. par exemple, la SSB exige une trentaine de Hz au minimum. 

Un générateur classique de laboratoire, piloté par quartz  ( avec TCXO ou thermostat) devrait avoir une précision meilleure que le ppm. Mais n'oublions pas que les pilotes à quartz ont une dérive de vieillissement qui peut atteindre 0,5 ppm par an.  Pour des précisions supérieures, il faudra utiliser des références externes .( GPS...)

Mesurer la pureté spectrale d’une émission.

Par exemple dans le cas d’un émetteur radio, il est obligatoire de maintenir toutes les émissions parasites en dessous d’un certain seuil défini par les normes. Le signal "utile" est alors généralement de niveau très supérieur au niveau des "émissions non désirées"

 Le spectre d'un émetteur devrait être constitué uniquement de l'énergie dans le canal qui lui  est attribué. C'est le signal "utile".  Mais en pratique, on observera toujours un certain débordement dans les canaux adjacents et même souvent très loin de ces canaux. Ces signaux hors du canal doivent être réduits au minimum, et des normes imposent toujours ces limites. 

Notons la terminologie toujours employée : On parle souvent de "porteuse", ou carrier qui est le niveau de l'émission non modulée en général.  Le terme "dBc" signifie dB par rapport au niveau de la  porteuse considérée. 

 Voies adjacentes :

Pour les débordements dans les voies adjacentes, on utilisera l'analyseur de spectre pour vérifier que les limites ne sont pas dépassées. 

Si on cherche une très bonne réjection des voies adjacentes, le paramètre important de l'analyseur sera le bruit de phase .  Par exemple, un analyseur qui présentera un bruit de phase de "-100 dBc/ Hz"  à une certaine distance  de la porteuse et qui est utilisé avec une résolution RBW de  100 Hz, présentera à cette distance de la porteuse un plancher de bruit de -80 dB par rapport à cette porteuse. ( puisque le bruit est localement proportionnel à la bande passante) On ne pourra donc pas voir des émissions parasites en dessous de ce niveau....

  Loin du canal :

  Un problème se pose pour les émissions parasites loin du canal utile, car les normes imposent une réjection importante de ces signaux parasites, souvent supérieure à la dynamique de l'analyseur de spectre. . 

Appliquons  le signal à mesurer sur l’entrée de l’analyseur, par l’intermédiaire d’un atténuateur adéquat.

Par exemple:  Nous pourrons voir la raie principale à Fo  (canal utile) , qui a un niveau de 5 dBm. Nous regardons à 2Fo , 3 Fo les harmoniques éventuels. Supposons que nous observions une raie sur l’harmonique 2 de niveau – 70 dBm. Une question va se poser : Comment être certain que cette raie harmonique est issue de l’émetteur à mesurer… Peut-être est-elle générée par une non- linéarité de l’analyseur...

Nous pouvons lever ce doute facilement, en plaçant un atténuateur supplémentaire de 10 dB devant l’entrée de l’analyseur. La raie principale Fo va descendre de 10 dB, et sera à -5dBm. Si la raie harmonique descend également de 10 dB, cette raie est bien présente en sortie de l’émetteur.

Par contre, si la raie harmonique descend de nettement plus, on peut affirmer que c’est l’analyseur qui produit cette raie, par non linéarité . Il va falloir augmenter la dynamique de la mesure....

Si on veut augmenter la dynamique de la mesure, il va alors falloir utiliser une astuce : réduire le niveau de la raie principale Fo , sans modifier le niveau des autres. On utilisera « un circuit réjecteur LC » : une inductance L et une capacité C, l’ensemble placé en parallèle sur la ligne de transmission qui entre sur l’analyseur. FIG 91

En accordant le circuit LC sur la fréquence Fo, on obtient une résistance trés faible sur cette fréquence, et le niveau de Fo s’effondre, par exemple de 20 ou 30 dB….On pourra alors réduire l’atténuation en entré de l’analyseur, et voir des niveaux beaucoup plus bas pour les raies parasites. Attention ! Ne pas changer de fréquence de l’émetteur, car l’atténuation devant l’analyseur n’est peut être pas suffisante et va le mettre en danger ! 

FIG91

Mesurer un rapport d’onde stationnaires…

La mesure exacte des impédances, R + j X se fait selon les méthodes bien explicitées sur les notices des analyseurs de réseaux : Lorsqu’une impédance R + Jx est vue à l’extrémité d’une ligne, R et X varient en fonction de la longueur de la ligne . Cependant, on cherche en général à chiffrer simplement la désadaptation de cette impédance en bout de ligne. Nous avons vu que cette désadaptation peut se mesurer par le rapport d’ondes stationnaires. Dans le chapitre sur les lignes de transmission, nous avons vu la relation entre le ROS et le pourcentage de puissance réfléchie. Les appareils de mesure du ROS sont simples d’emploi, bien adaptés par exemple pour tester une antenne avec un émetteur d’une certaine puissance. Pour les puissances faibles, en labo, on utilisera les coupleurs directifs et un analyseur avec tracking , ce qui permet de visualiser la courbe de ROS en fonction de la fréquence. FIG92

On étalonnera le coupleur directif en remplaçant la charge par un circuit ouvert : le coupleur donnera alors un niveau « 0db » correspondant à 100% de puissance réfléchie. On peut aussi remplacer la charge par un court-circuit : le coupleur doit donner le même niveau qu’avec un circuit ouvert. Si ce n’est pas le cas, le coupleur n’est pas parfait….

La mesure est ensuite immédiate :

-6 dB --> 25% de réfléchi,                   -10 dB –-> 10% de réfléchi…

La qualité du coupleur directif est primordiale: on devra tester le montage  avec une charge adaptée digne de confiance.  Une charge correcte doit donner un réfléchi inférieur ou égal à -20 dB . 

Aux fréquences élevées, une résistance classique de 50 ohms ne suffit pas pour constituer une charge adaptée. Il faudra utiliser une charge prévue à cet effet

FIG92

La photo montre le résultat à l'analyseur tracking: Le niveau  du réfléchi d'un dipôle demi-onde accordé sur 900 MHz. 

On voit qu'à  une certaine fréquence, le réfléchi est meilleur que  -20 dB. On voit aussi que le réfléchi est meilleur que -10 dB dans une bande de 150 MHz. 

FIG94

A noter qu’on peut régler un filtre en observant le niveau de puissance réfléchie : Si le filtre transmet toute la puissance vers sa sortie, le taux de réfléchi est nul….

Mesurer une impédance.

Généralement, il s'agit de mesurer une impédance d'entrée ou de sortie d'une fonction : filtre, amplificateur, etc.... On a vu qu'il était relativement facile de mesurer la "désadaptation " par rapport à 50 ohms, par la mesure du rapport d'ondes stationnaires.

Mais le ROS ne donne pas la valeur exacte de l'impédance. Par exemple, une résistance de 25 ohms ou une résistance de 100 ohms donnent le même ROS /50 ohms.

 Dans certains cas très particuliers on peut vouloir mesurer exactement une impédance ...

Méthode par adaptation par stubs,  On dispose devant l'impédance  à mesurer des réactances variables , en parallèle et en série; et on les fait varier jusqu'à avoir en amont un ROS de 1.  Le diagramme de Smith permet alors de remonter et de trouver quelle est l'impédance devant les stubs.  Remarque :  le cas particulier des émetteurs RF classe B ou C :  L'adaptation par stub donnera l'impédance de charge optimale pour le maximum de puissance, qui n'est pas nécessairement l'impédance de sortie. Pour cette raison, les fabricants de transistors RF donnent "l'impédance optimale de charge" et non l'impédance de sortie...

Méthode par analyseur de réseau ou analyseur vectoriel: Un tel appareil montre , sur un écran avec diagramme de Smith , l'impédance R + jX en un point donné qui lui est présenté. Mais comme le point présenté à l'appareil est vu au bout d'une longueur de câble donné, il faut calculer l'impédance qui se trouve au bout de la longueur de câble utilisée.  Ce calcul peut être fait automatiquement par l'appareil de mesure: Une méthode courante c'est de remplacer provisoirement l'impédance à mesurer en bout de ligne par un court circuit ou un circuit ouvert. On précise  au système de mesure qu'il y a un court circuit à l'emplacement de l'impédance à mesurer .  Puis on remplace le court-circuit par  l'impédance à mesurer, et le système fait automatiquement le calcul.  

Mesurer une inductance

Sur les fréquences qui nous occupent, les inductances utilisée sont de très petites valeurs, quelques dizaines de nH au maximum. Peu d’appareils permettent cette mesure avec précision. Une méthode simple et précise consiste à utiliser un filtre réjecteur : Nous allons disposer l’inductance à mesurer en série avec un condensateur de capacité connue, par exemple 10 pF.

Cet ensemble sera placé en parallèle sur une ligne de transmission 50 ohms.

La sortie de la ligne est connectée sur un analyseur de spectre. On injecte à l’entrée de la ligne une fréquence variable, avec un générateur ou mieux le générateur tracking de l’analyseur. A la fréquence F d’accord du circuit LC, le niveau observé s’effondre. Connaissant cette fréquence F et la capacité C, on en déduit la self L :

L en nH , C en pF , F en MHz : L = (carré de F) / 25,4 C

Remarquons qu’on peut aussi mesurer au passage la résistance série  du circuit LC en notant le niveau de réjection obtenu :

Rejection de : 12 dB         20 dB         30 dB         40 dB

Rs =              8 ohms       2,7 ohms     0,8 ohms      0,25 ohms

Connaissant l’inductance et la résistance série , on peut avoir le Qo du circuit

( voir le chapitre 2) 

Mesurer la sensibilité d’un récepteur

En général, cette mesure ne pose  pas de problème quand on dispose d’un générateur correct. Les problèmes possibles ;

  • -Défaut de calage en fréquence du générateur.
  • -Défaut d’étalonnage
  • -Emissions radio extérieures sur la fréquence testée.
  • -Fuites du générateur .

Les fuites d’un générateur peuvent empêcher de tester des niveaux de sensibilité très bas. Une solution consiste à utiliser un atténuateur de 20 dB au bout d’un câble de l’ordre de 1 m. Pour s’assurer qu’il n’y a pas de courant de gaine sur le câble, il suffit de prendre le câble à deux mains, disposées à un quart d’onde environ. Ce geste réduit le courant de gaine. On vérifiera alors que la mesure n’est pas influencée par ce geste.

La sensibilité, comme on l’a déjà vu, se fera par une mesure du rapport signal/bruit après démodulation. , ou par une mesure du taux d’erreurs pour les récepteurs numériques. 

 On pourra aussi mesurer le rapport S/B avant démodulation, si le récepteur possède une mesure du niveau RF reçu ( "mesure de champ...").

Le rapport S/B en niveau RF est généralement différent du rapport S/B après démodulation. 


Mesure du facteur de bruit d'un récepteur

Pour mesurer les niveaux RF présents sur l'entrée antenne d'un récepteur, le plus simple c'est de mesurer le niveau de signal en sortie de l'amplificateur Fi , à condition que ce signal ne soit pas encore  réduit par un limiteur, ou par une CAG.  La mesure sera facilitée avec certains récepteurs qui donnent  un signal dit "de mesure de champ" qui mesure le niveau en entrée antenne. 

On effectuera alors la manipulation suivante, le récepteur étant connecté sur la sortie  50 ohms d'un générateur : 

- Sans signal sur l'entrée antenne, on mesure le bruit en sortie Fi. 

- On applique ensuite un signal de niveau juste  nécessaire pour augmenter de 3 dB le niveau précédent.  On note ce niveau , qui est  égal au le niveau de bruit "ramené" sur l'entrée du récepteur. 

Exemple : Supposons que l'on trouve un niveau de -121 dBm. 

Nous allons maintenant calculer le bruit issu de la charge 50 ohms:  Une charge 50 ohms à 300 °K  génère un bruit de -174 dBm dans une bande passante de 1 Hz. 

Supposons que notre récepteur ait une bande passante plate de 100 KHz (= 100 000 Hz.) 

Le bruit de la charge est alors de 

-174 dBm + log ( 100 000)  dB =  -174 dBm + 50 dB = -124 dBm 

Le  récepteur a rajouté 3 dB au bruit de la charge. Son facteur de bruit est donc de 3 dB.


Remarque : On voit que le facteur de bruit dépend de la température de la charge. En général, lorsque ce n'est pas précisé, c'est la température normale de 300 °K.

Quel est l'intérêt de rechercher le meilleur facteur de bruit de l'étage d'entrée du récepteur?  . En communications terrestres, l'antenne-source  est équivalente à une charge à 300 °K. Un  récepteur de facteur de bruit 1dB  rajoutera donc seulement 1dB au bruit de la source.  On n'a donc que 1dB de plus que le théoriquement parfait....

Cependant, le bruit ramené par une antenne dépend de la température de la région qu'elle vise , et non de la température de l'antenne elle même.  Si le récepteur est utilisé en télécommunications spatiales, l'antenne pourra ramener un bruit très inférieur à une source à 300°K.   Pour les communications spatiales, on aura donc tout intérêt à utiliser des LNA à très faible bruit.  


Mesurer une linéarité : l'intermodulation et le point d’interception

Lorsqu’un amplificateur doit amplifier plusieurs signaux simultanément, il doit être linéaire. Si c’est le cas, les niveaux de sortie seront proportionnels aux niveaux d’entrée, et le spectre du signal de sortie ne comprendra pas d’autres raies que celles du le spectre du signal d’entrée.

Une façon commode de caractériser un amplificateur est le "point de compression à 1dB". c'est le niveau de sortie qui se trouve 1dB en dessous de ce qu'il devrait être si l'amplificateur était parfaitement linéaire. 

Un autre effet connu de la non linéarité , c'est la génération d'harmoniques. On connait bien le phénomène des harmoniques, multiples de la fréquence de sortie. Il est facile de filtrer les harmoniques grâce à un filtre passe bas.

Enfin, un phénomène très gênant du à la non linéarité est l’ « intermodulation du troisième ordre », dont  le produit parasite reste très proche des fréquences utilisées, donc difficile ou impossible à filtrer.

Nous pouvons mettre en évidence de phénomène de la façon suivante : appliquons à l’entrée de l’amplificateur deux signaux sinusoïdaux de fréquences proches F1 et F2. L’intermodulation d’ordre N créera en sortie de l’amplificateur des raies de fréquences p F1 + q F2 ( p et q entiers relatifs)

En additionnant les valeurs absolues de p et q, nous obtenons l’ordre N de l’intermodulation.

Par exemple:

l’intermodulation du troisième ordre P = 2 et q= -1 nous donnera la fréquence 2 F1 – F2 .

Prenons par exemple les fréquences F1 = 500 MHz et F2 = 501 MHz

L’intermodulation du 3ième ordre est F3 = 2F1 – F2 = 499 MHz...

Lorsque on fait croître simultanément les amplitudes des signaux F1 et F2, on montre que le niveau en dBm de l’intermodulation croît trois fois plus vite.

Par exemple, ajoutons 1 dB au niveau de F1 et F2 . Le niveau de F3 va croître de 3dB

Nous pouvons représenter sur un graphe ( échelles en dB) le niveau de sortie en fonction du niveau d’entrée. Le signal utile en sortie croît de 1dB si le signal d’entrée croît de 1dB . Par contre le niveau « imd3» du signal F3 croitra de 3dB

Les deux droites se coupent au « point d’interception du troisième ordre IP3 » qui sert à caractériser la linéarité d’un amplificateur.

Nous avons la relation suivante entre le niveau P des deux signaux utiles F1 et F2, et le point d’interception du troisième ordre :

IMD3 = 3 P - 2 IP3      

où IMD3, P et IP3 sont exprimés en dBm.

Exemple : On applique sur l’entrée d’un amplificateur RF deux signaux de fréquences F1 = 800 MHz et F2 = 801 MHz de même niveau . Le niveau de sortie de ces deux signaux est P= +10 dBm.  FIG95

On observe aussi sur le spectre de sortie des signaux d’intermodulation à 799 MHz et à 802 MHz, de niveau IMD3 = -40 dBm .

Quel est le point d’interception « IP3 out » de cet amplificateur ? 

FIG93

On a donc : IP3 = 0,5 ( 3 P - IMD3) = 0,5( 3. 10 + 40) = + 35 dBm

Il s’agit de « IP3 out », puisqu’on a considéré les niveaux en sortie de l’ampli.

On aurait pu ramener les signaux sur l’entrée, en enlevant le gain de l’ampli à tous les signaux. On aurait alors le point « IP3in ».

Un problème important sera de s’assurer que l’intermodulation est bien générée par l’amplificateur, et non par les générateurs ( qui peuvent se perturber) , ou par l’analyseur de spectre.

Pour lever le doute sur l’analyseur, il suffit d’introduire devant son entrée un atténuateur de 3dB . Si tous les signaux qu’il montre descendent de3dB, l’analyseur est hors de cause . Par contre, si le signal IMD3 descend de 9 dB, l’analyseur sera mis en cause.

Pour lever le doute sur les générateurs, il faudra observer les signaux avant l’amplificateur, en sortie du coupleur 3dB qui couple les deux générateurs.

Carte électronique en cours de mesures et de mise au point: précautions ...

Dans un labo d'électronique, il arrive souvent que l'on fasse des mesures et des mises au point sur une carte "à l'air libre", c'est à dire hors du boîtier de l'appareil en cours d'étude....Et on connecte des câbles coaxiaux ou d'alimentation sur cette carte.  Ces conditions sont susceptibles d'introduire des courants de  mode commun sur les câbles reliés à la carte. En particulier, il peut se créer des courants de gaine sur les câbles coaxiaux , qui vont provoquer des couplages parasites avec les autres câbles de la carte. 

Pour éviter ces problèmes, il est conseillé de bloquer les courants de mode commun en enfilant des tubes de ferrite "suppresseurs de mode commun" sur tous les câbles reliés à la carte sous tests.... Ces tubes seront placés au plus près de la carte. 

Si on veut bloquer une fréquence en particulier, on disposera deux tubes ferrite distants d'un quart d'onde....


Recherche d'une source de perturbation localisée sur une carte:

Il est possible de rechercher  un champ local sur une carte, par exemple pour chercher une auto-oscillation, ou pour identifier la source d'un champ perturbateur. Pour cela, on utilisera une boucle de quelques millimètres de diamètre, placée à l'extrémité d'un câble coaxial de petit diamètre, lui même connecté à un analyseur de spectre. En balayant la carte avec cette boucle, à quelques millimètres, il est assez facile de localiser la source  de rayonnement.

Mesures sur les champs électromagnétiques et CEM.

 Ces mesures sur les champs électromagnétiques sont souvent réalisées lors des tests CEM. 

Un objet quelconque siège de courants ou de tensions variables est susceptible de rayonner un champ électromagnétique . Un champ électromagnétique ( EM)  se compose de deux champs, un champ électrique E et un champ magnétique H. Sur une fréquence donnée, ces champs sont sinusoïdaux. ²

A partir d'une source de rayonnement EM, souvent une "antenne", on doit distinguer plusieurs zones:

 1- A moins de lambda/3 de la source,  selon la nature de la source, le champ E sera prépondérant si la source est surtout le siège de tensions, et le champ H sera prépondérant si cette source est surtout le siège de courants. En CEM, on dit qu'on a affaire à un "champ proche"  

2- Lorsqu'on s'éloigne nettement plus que lambda/3, le rapport E /H va devenir constant, et égal à 377 ohms : nous avons alors déjà une "onde électromagnétique".

3- A partir d'une certaine distance D dite distance de Fraunhofer,  l'amplitude des champs va décroître proportionnellement à la distance.  La puissance par unité de surface décroit donc   en 1/(R carré ).  Nous pouvons alors parler d'une "onde en espace libre" , composée d'un vecteur électrique E et d'un vecteur magnétique H, perpendiculaires entre eux et perpendiculaires aussi à la direction de propagation. 

La distance de Fraunhofer est D = 2(Lcarré )/ λ   où L est la plus grande dimension de la source ou de l'antenne. C'est au delà de cette distance qu'on peut mesurer la puissance rayonnée par une antenne, ou encore le gain de cette  antenne. On dit qu'on est en "champ lointain" ou  "onde plane" ou "en espace libre".

En général, on définit le niveau d'un champ électromagnétique en espace libre par l'amplitude maximale Eo de son vecteur champ électrique E ,

(sachant que son vecteur magnétique est H = E/377) . 

4- L'énergie  se répartit sur une sphère... et très loin de la source, cette surface est assimilable localement à  un plan ; nous avons alors une onde électromagnétique plane. 

Mesurer un champ électromagnétique en espace libre.

Sur une fréquence fixe, donc avec un champ sinusoïdal, on peut faire la mesure avec un dipôle demi-onde, chargé par sa résistance adaptée. Le dipôle étant orienté de façon a être parallèle au champ électrique de l'onde incidente ( polarisation) . 

On mesure la puissance que le dipôle fournit à la charge, qui peut être un analyseur de spectre. L'amplitude maxi Eo du champ E est alors 

Eo = (75 .  racine carrée de P ) / lambda;

attention  : P en watts et lambda en mètres...

Exemple : Sur une fréquence F = 1 GHz, un dipôle demi-onde,  est plongé dans un champ électromagnétique E que l'on veut mesurer.   Le dipôle, une fois adapté, fournit une puissance de -20 dBm .  Calculer l'amplitude Eo de ce champ.

-20 dBm = 10 µW       et  lambda = 0,3 m

On trouve Eo = 0,79 Volt/mètre     ou  0,52 Volts eff /m 

Créer un champ électromagnétique donné en espace libre.

C’est une mesure de CEM classique pour tester la susceptibilité en rayonné d’un équipement sous test : On crée en un endroit donné un champ électromagnétique, estimé en volts /m .

Objet de la manipulation Faire « baigner » l’appareil à mesurer dans un champ électromagnétique spécifié, et s’assurer que l’appareil n’est pas perturbé.

Description de la manipulation : La manipulation doit se faire en chambre anéchoïde. L’objet est placé sur un support isolant. A une certaine distance, on place une antenne qui sera utilisée pour émettre une onde électromagnétique de fort niveau. A cet effet, l’antenne est attaquée par une source RF de puissance, constituée d’un générateur RF suivi d’un amplificateur de puissance.

Ce que spécifient les normes : Généralement, les normes spécifient le niveau du champ électrique dans lequel devra baigner l’objet. Ce champ dépend de la norme, mais il se chiffre généralement en dizaines de volts par mètres.

Calcul de la puissance à fournir à l’antenne, pour obtenir le champ E requis.

Le champ efficace (*) E à une distance D d’une source isotrope de puissance P est : 

E = ( 5,5 racine de P) / D

Ce qui nous donne : PIRE( en watts) = ( E .D )carré / 30

Une fois la PIRE nécessaire connue, on a la puissance à appliquer à l’antenne :

P = Pire - ( gain iso de l’antenne) + pertes dans le câble coaxial.

Exemple : Nous voulons créer un champ E = 10 volts /m avec une antenne de gain 6dB, placée à 3m. On a 1 dB de pertes dans le câble coaxial.

PIRE = ( E . D )carré / 30 = 100 . 9 / 30 = 30 W = 45 dBm.

La puissance à appliquer sera : P = 45 dBm – 6dB +1dB = 40 dBm soit 10 Watts.

(*) Une erreur que l’on fait parfois, c’est de confondre champ efficace et champ crête. Dans les formules décrivant les ondes Eo sin wt…., Eo est bien sur le champ crête. Le champ efficace est égal au champ crête divisé par racine de 2 .

FIG97

Mesurer une puissance électromagnétique rayonnée en espace libre.

C’est une mesure de CEM classique, qui permet de mesurer la puissance rayonnée par un appareil sous test.

Objet de la manipulation :Il s’agit de mesurer le rayonnement de l’appareil sur les fréquences hautes. Pour ces fréquences, l’onde située à une distance de l’ordre du mètre sera déjà une onde électromagnétique plane (champ lointain).

Description de la manipulation : La manipulation doit être montée dans un espace exempt de réflecteurs pour les ondes électromagnétiques (chambre anéchoïde ) L’appareil à tester sera placé sur une table telle que spécifiée par la procédure, constitué en général d’un support isolant.

Le champ sera mesuré par une antenne placée à une certaine distance, et cette antenne sera connectée à un analyseur de spectre.

Ce que spécifient les normes : Les normes spécifient les bandes de fréquences dans lesquelles on doit faire les mesures, par exemple de 30 MHz à 2000MHz. Elles spécifient soit la PIRE maximale de l’objet à tester, soit le champ maximum en Volts/mètres que l’on doit trouver à une distance donnée.. Le niveau de puissance reçu par l’antenne va permettre de calculer la PIRE , ou bien ce champ.

FIG98

Procédure : Placer l’appareil dont on veut mesurer le rayonnement. Voir ce que nous avons dit dans le paragraphe sur les antennes pour choisir cette distance...parfois imposée par la norme.

On observe sur l’analyseur de spectre les différentes émissions parasites, généralement des raies. Pour chacune de ces raies, on va orienter l’objet pour en obtenir la puissance maximale. On pourrait aussi faire tourner l’antenne autour de l’objet, ce qui est généralement plus difficile. On trouve ainsi la bonne polarisation et la direction de rayonnement maximum. On mesure ainsi un niveau sur l’analyseur.

La PIRE de l’appareil sous test sera alors calculée à partir de la distance x et de la puissance mesurée sur l’analyseur de spectre :

PIRE = puissance lue sur l’analyseur

+ atténuation de distance

- gain de l’antenne

+ pertes dans le coaxial .

L’atténuation de distance entre deux antennes isotropes est donnée par la formule :

Ax ( en db) = 22 dB + 20 log10 ( x / l ).

Exemple :

- On mesure le rayonnement d’un appareil sur 434 MHz ( soit lambda = 70 cm)

- On place l’appareil à x = 2 m

- L’antenne de mesure a un gain de 2 dB et le câble perd 0,5 dB.

- On lit à l’analyseur une puissance de - 28 dbm.

Quelle est la PIRE ?

Atténuation de propagation Ax = 22 + 20 log (2/0,7) =  22 db + 9 dB = 31  dB

PIRE = - 28 dbm + 31 db – 2 dB + 0,5 dB =  + 1,5  dbm

Dans la pratique, l’incertitude de la mesure sera fonction de l’environnement

On peut faire une vérification par « double pesée » : On remplace l’appareil sous test par une antenne étalonnée de polarisation convenable, attaquée par un générateur

On sait que dans ce cas la PIRE est la puissance fournie par le générateur moins les pertes du câble entre le générateur et cette antenne,  et plus le gain de cette antenne . 

Prenons un exemple : Un générateur fournit un signal 1 GHz , de puissance -10 dBm. Ce signal est appliqué à une antenne A constituée par un dipôle demi-onde vertical . Le câble de liaison entre le générateur et l’antenne est un câble RG58 de 6 mètres de long. Quelle est la PIRE dans une direction horizontale quelconque ?

Solution : Comme le dipôle est vertical, il émet une onde d’amplitude identique dans toutes les directions horizontales. ( par symétrie de révolution) . Nous sommes dans le cas du gain maximum du dipôle , égal à 2,15 dB/iso.

Notons pour mémoire que ce dipôle émet une onde polarisée verticalement.

Calculons les pertes du câble : Pour 0,65 dB par mètre, les pertes par le câble sont donc : 6 x 0,65 dB = 3,9 dB.

Par contre, l’antenne fait gagner dans ces directions 2,15 dB par rapport à une antenne isotrope.

Si on fait le bilan :

PIRE = P sortie du générateur - pertes en ligne + gain de l’antenne =

-10 dBm - 3,9 dB + 2,15 dB = - 11,75 dBm

En champ lointain, notre antenne de mesure ne nous donne pas un champ électrique, mais une puissance. Nous allons voir maintenant comment établir une relation entre ces deux grandeurs.

Relation entre la PIRE et les champs en espace libre .

le champ efficace E à une distance d d’une source isotrope de puissance P est :

E = ( 5,5 racine de P) / d

Le champ E sera évidemment trouvé en volts ( efficaces) par mètres.

Très souvent , les normes donnent des limites exprimées en dBmV /m.

Rappelons que 0 dBmicroVolt /m  signifie  1 microVolt /m

Exemple : Supposons que l’on trouve un champ E =0,003 V/m

Ce champ est de  3000 microVolts /m.

Il suffit alors d’exprimer en dB le rapport entre 3000 et 1

20 log ( 3000/1) = 69,4 dB

Le champ est donc E = 69,4 dBmicroVolts /m

Et les mesures CEM en champ proche ? 

Pour les fréquences en général inférieures à 30 MHz, on ne peut plus se placer  suffisamment loin , le laboratoire n'est pas assez grand.....

Donc, mesurer  des champs proches, c'est mesurer des champs H ou E séparément, car la connaissance de l'un n'entraîne pas la connaissance de l'autre puisque leur rapport n'est plus 377. Il faudra donc des "capteurs" de champ H ou de champ E, selon les normes demandées. 

compteur.js.php?url=9quhBP1cASY%3D&df=mQ