9- Les mesures en RF et CEM 

Note : 

Vous trouverez en deuxième partie de ce chapitre les  mesures spécifiques à la CEM : mesures sur les champs etc....

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1- Mesures en radioélectricité 

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Observer un signal , avec quoi ?

On pourrait s'imaginer que pour observer un signal RF , il suffit d’un oscilloscope rapide… Or, cette observation est pratiquement impossible avec un appareil dont l’entrée est à haute impédance. Et en plus, inutile ! Voici pourquoi :

L’entrée d’un oscilloscope classique présente une haute impédance et une capacité de plusieurs pF. Au bout d'un câble , cette impédance devient n'importe quoi, suivant la longueur du câble et la fréquence. Dans certains cas, on a même un court circuit. ( voir "les lignes de transmission" 

L'utilisation d'une sonde classique à haute impédance ne résout pas le problème.

A ces fréquences, le seul moyen de transporter un signal, c’est la ligne de transmission adaptée. Un système de mesure de ces signaux doit donc présenter une résistance bien définie ( souvent 50 ohms) dès son point d’entrée, et le câble de mesure doit présenter l’impédance caractéristique correspondante . C’est le cas de tous les appareils de mesures à ces fréquences.

Il existe toutefois des oscilloscopes ainsi équipés, pour mesurer des signaux logiques ultrarapides, mais ils sont inutiles en radiofréquences…..

En Radiofréquences, on a très rarement  besoin de « voir » le signal RF lui-même en fonction du temps. Il suffit de connaître son niveau, et son spectre. La vision du spectre est d’ailleurs bien plus chargée d’information que sa représentation temporelle !

L’observation d’un signal se fera donc à l’aide de l’analyseurs de spectre ou analyseur scalaire. L’appareil permettra de mesurer le niveau sur 50 ohms ainsi que le niveau des signaux de toutes fréquences simultanément présents. Evidemment , si connecte ce système sur un point de la carte, on y appliquera 50 ohms ....Ce n'est pas un voltmètre !

Il existe cependant des sondes de capacité d'entrée de l'ordre du pF , et de résistance d'entrée grande , dont la sortie 50 ohms  se connecte sur un analyseur de spectre. mais ce genre de sonde  est peu précis, notamment parce que la prise de masse de la sonde devrait  être très courte...La main de l'opérateur pourra tenir lieu de masse, avec le peu de précision que cela implique...

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Mesurer la puissance d'un signal RF sinusoïdal

C’est ce qu’on nomme souvent une « onde pure » ou une « porteuse non modulée » ou encore un signal "CW"…..

Si la puissance ne dépasse pas une dizaine de mW, l’analyseur de spectre ( ou analyseur scalaire) e sera parfait. La plupart de ces appareils ont une précision meilleure que le dB. 

Pour la mesure des fortes puissances RF, par exemple un émetteur, trois  solutions :

- un atténuateur de puissance suivi de l’analyseur de spectre . On prendra soin de ne pas appliquer sur l’analyseur un niveau plus élevé que ce qui est autorisé par son constructeur !

- un wattmètre RF  associé à la charge incorporée.

- Un réflectomètre direct/réfléchi  suivi d'une charge de puissance séparée .

Dans ce dernier cas, le problème de la charge de puissance : On trouve dans le commerce des charges 50 ohms de puissance capables d'absorber des dizaines ou des centaines de watts, voire plus.....

Plus on monte en fréquence , plus ces "charge" deviennent onéreuses...Car, on s'en doute,  il est très difficile d'obtenir une résistance pure  de taille suffisante pour dissiper une grande puissance.....

Il existe une astuce pour obtenir une charge correcte aux fréquences de plusieurs GHz:

On fait précéder une charge de puissance moindre, et d'impédance moyennement correcte, par un câble coaxial suffisamment long pour présenter une atténuation. Ce  câble devra supporter la puissance, mais  il atténuera la puissance jusqu'à la charge.  et, ce qui est encore plus intéressant, va améliorer le ROS de l'ensemble. 

 Par exemple, supposons un câble ( qui peut être enroulé)  présentant une atténuation de 10 dB ,placé  devant la charge: La charge ne supporte plus que le dixième de la puissance , et le taux de réfléchi de la charge est réduit de deux fois 10 dB, soit 20 dB. on obtient ainsi une excellente charge......

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Un mot sur le dBm :

On a coutume de mesurer les puissances en dBm. Une puissance de zéro dBm est égale à 1 mW .

« (x ) dbm » désigne une puissance de (x) dB par rapport à 1mW.

Autre façon de voir :Le dBm est 10 fois le logarithme décimal du nombre qui exprime la puissance en mW.

Par exemple :

Puissance          1mW                1 W                2 W               1 µW

En dBm :         0 dBm             30 dBm           33 dBm         -30 dBm

Quand on parle de puissance, le facteur qui multiplie le log est toujours 10 !

Car on peut de la même façon utiliser d’autres unités : on aura le dB W, le dB µV…

Ainsi, pour les tensions , c’est 20 fois !

Tension :              1 µV            10 µV              1 mV                2 mV              1 nV

En dBµV :          0 dBµV          20 dBµV        60 dBµV          66 dBµV        -60 dBµV 

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Observer un spectre de raie et un spectre continu:

Une "raie" spectrale ( appelée aussi raie discrète) :  C'est un signal d'une fréquence très bien déterminée . il apparait sur l'écran de l'analyseur de spectre comme une "raie" verticale de largeur ( à -3dB) égale RBW ( résolution de l'analyseur)  et de niveau égal à la puissance de cette raie.

Un spectre continu:  Dans le cas d'un spectre continu, l'énergie se répartit  de façon continue sur les "fréquences". L'analyseur de spectre nous indique la puissance qu'il trouve dans une bande  de largeur RBW. Donc, plus RBW  est large, plus il trouve de puissance.  

Par exemple, on pourra trouver un niveau de spectre continu de -50 dBm avec une RBW de 100 Hz. Mais si on réduisait RBW à 1 Hz, on ne trouverait que -70 dBm ( cent fois moins) .... On dit que la densité spectrale de puissance de bruit  dans cette zone du spectre est – 70 dBm /Hz. 

Un spectre continu apparaît si le signal à analyser comporte une partie aléatoire, ce qui correspond à de l'information, ou à du bruit aléatoire ( bruit blanc, etc...)

Observation d'un spectre de raie:

Exemple : Nous voulons observer un   signal de fréquence  porteuse  Fc = 100 MHz, 

de niveau 0 dBm, modulée en FM par un signal sinusoïdal de fréquence 1 KHz , 

et d'excursion delta F = 5 KHz. …

Nous programmons : fréquence centrale = 100 MHz

Nous programmons ref level = 0 dBm : Comme c'est la puissance moyenne totale du signal modulé, aucune raie n'atteindra 0dBm, et ne crèvera le plafond de l'écran...

Nous programmons Span = 25 KHz , ce qui nous montrera une bande de plus ou moins 12,5  KHz autour de la fréquence .

Un tel signal est composé de "raies" espacées de 1 KHz . Pour observer ces différentes raies, il faudra les séparer…Pour cela, la résolution RBW de l’analyseur devra être plus étroite que la distance entre chaque raie. Pour voir chaque raie, il faudra donc dans cet exemple que RBW soit nettement inférieur à 1KHz. nous programmons par exemple RBW = 300 Hz, si l'analyseur ne l'a pas fait de lui même.

Voici ce que montre l'écran.

En abscisse, chaque carreau correspond à 2,5 KHz, puisque le span total est de 25 KHz;

En ordonnée, un carreau correspond à 10 dB. Comme la référence est de 0 dBm, les raies les plus puissantes ont des niveaux de l'ordre de -9 dBm. 

Si on s'amusait à faire la somme des puissances de toutes les raies, on retrouverait bien sur la puissance totale du signal analysé: 0dBm.

spectre de raies

Pour des résolutions fines, c'est-à-dire quand on veut séparer des raies proches, donc quand RBW est petit, il faut tenir compte du fait que l’analyse est plus lente, il faudra que l’analyseur de spectre « passe suffisamment lentement » sur la raie à observer. Heureusement, les analyseurs modernes adaptent leur vitesse de balayage à cet effet ( à moins de le forcer à balayer plus rapidement, ce qui entraînera une erreur de mesure….)

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Mesurer la puissance d’un signal modulé :

Contrairement à une onde pure, un signal radio modulé occupe une certaine bande de fréquence, quel que soit le type de modulation. Pour mesurer la puissance totale, il faudra donc que la bande passante d’analyse de l’analyseur de spectre ( RBW) englobe la totalité de la bande occupée par le signal modulé.Par xemple, si on sait que l'émission modulée occupe 10 KHz, on pourra prendre RBW = 100 KHz.  

On qualifie alors ce signal de « bande étroite », puisque RBW est plus large que le spectre total du signal à observer…

L'analyseur donnera alors la puissance moyenne du signal modulé .... Mais à condition aussi que le VBW ( largeur de bande video) soit suffisamment bas pour faire cette moyenne. Sinon, la raie bougera en amplitude...La plupart des analyseurs passent automatiquement à un VBW nettement inférieur à RBW pour lisser et indiquer la puissance moyenne. 

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Analyse de la pureté spectrale d'un signal non modulé...

Ce qui va nous familiariser avec le spectre continu...

Exemple : Cherchons  à observer la pureté d'un signal censé être constitué d'une fréquence unique à 100 MHz. Dans la pratique, on trouvera souvent  autour de la fréquence de ce signal des "bandes latérales parasites".

Ci contre voici ce que nous donne l'analyseur de spectre  programmé avec : fréquence centrale Fo =   100 MHz

 span = 100 KHz

RBW = 1 KHz  

L'analyseur balaie  la  bande de 100 KHz autour de Fo en 200 mS. 

000_0130

Maintenant, faisons une résolution  RBW = 100 Hz:

 On constate que l'analyseur met dix fois plus de temps pour balayer la bande. Le bruit a baissé de 10 dB, mais pas les deux raies discrètes , ce  qui fait qu'elles   apparaissent plus nettement   de part et d'autre de Fo... Elles émergent du spectre continu. 

Nous voyons  les parties continues du spectre : 

- un spectre continu qui augmente lorsqu'on se rapproche de Fo, il s'agit probablement du "bruit de phase" de l'onde analysée ( ou de l'analyseur lui même...)

- un spectre continu relativement constant loin de Fo . il s'agit du "bruit plancher", peut être le bruit de l'analyseur lui même, ou le bruit de l'amplificateur qui a amplifié le signal... Ce bruit plancher est ici à -105 dBm pour RBW=100Hz, ce qui donnerait  , 100 fois moins si la résolution était de 1Hz, soit une "densité spectrale de puissance" de -125 dBm/Hz... 

000_0133

Notons bien la différence : Le niveau des raies ne dépend pas du RBW, alors que le niveau du spectre continu est proportionnel à la bande passante de résolution  RBW.

Sur l'écran ci-dessus, on voit qu'il est difficile de mesurer le niveau du spectre continu...on pourra le "lisser" en diminuant le VBW . Mais attention, si le  VBW est trop  faible, le niveau indiqué pour les raies discrètes  va baisser, ce qui produira une erreur de mesure. Fort heureusement encore,  l'analyseur ne vous laissera pas faire n'importe quoi....

Le "faux spectre continu" :  Il se peut que plusieurs raies  très proches soient comprises  dans la bande de résolution RBW. L'analyseur fera toujours la somme de tout ce qui est compris dans sa bande de résolution RBW.  

C'est souvent le cas en CEM, où la notion de bruit est plus large, et on dira simplement qu'un signal est "large bande" si son spectre est plus large que RBW...Les normes indiqueront alors la résolution à utiliser .  

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Mesurer la pureté spectrale d’un émetteur.

Dans le cas d’un émetteur radio, il est obligatoire de maintenir toutes les émissions parasites en dessous d’un certain seuil défini par les normes. Le signal "utile" est alors généralement de niveau très supérieur au niveau des "émissions non désirées"

 Le spectre d'un émetteur devrait être constitué uniquement de l'énergie dans le canal qui lui  est attribué. C'est le signal "utile".  Mais en pratique, on observera toujours un certain débordement dans les canaux adjacents et même souvent très loin de ces canaux. Ces signaux hors du canal doivent être réduits au minimum, et des normes imposent toujours ces limites. 

Notons la terminologie toujours employée : On parle souvent de "porteuse", ou carrier qui est le niveau de l'émission non modulée en général.  Le terme "dBc" signifie dB par rapport au niveau de la  porteuse considérée. 

 Emissions non désirées dans les voies adjacentes :

Pour les débordements dans les voies adjacentes, on utilisera l'analyseur de spectre pour vérifier que les limites ne sont pas dépassées. On peut trouver dans les canaux adjacents des raies et du spectre continu. Les raies seront faciles à mesurer... 

Mais pour le spectre continu ( qu'on nomme souvent "bruit") , ce sera plus délicat, car la densité spectrale de puissance du bruit  est rarement constante, plus on se rapproche du canal d'émission, plus le bruit augmente....On pourra par exemple décomposer le canal adjacent en plusieurs tranches, et on calcule la puissance  de bruit dans chaque tranche. Par exemple,  avec RBW = 100 Hz, si on a un niveau de bruit de -50 dBm à l'intérieur d'une tranche, alors le bruit   est -40 dBm dans une  tranche de  largeur de 1 KHz. ( dix fois plus) 

 Mais attention, il faut s'assurer que ce bruit est bien celui de l'émetteur à mesurer, et pas le bruit de phase de l'analyseur.  En effet, si on cherche une très bonne réjection des voies adjacentes, le paramètre important de l'analyseur sera son  bruit de phase .  Par exemple, un analyseur qui présentera un bruit de phase de "-100 dBc/ Hz"  à une certaine distance  de la porteuse et qui est utilisé avec une résolution RBW de  100 Hz, présentera à cette distance de la porteuse un plancher de bruit de -80 dB par rapport à cette porteuse. ( puisque le bruit est localement proportionnel à la bande passante) On ne pourra donc pas voir des émissions parasites en dessous de ce niveau....

  Emissions non désirées loin du canal :

  Un problème se pose pour les émissions parasites loin du canal utile, car les normes imposent une réjection importante de ces signaux parasites, souvent supérieure à la dynamique de l'analyseur de spectre. . 

Appliquons  le signal à mesurer sur l’entrée de l’analyseur, par l’intermédiaire d’un atténuateur adéquat.

Par exemple:  Nous pourrons voir la raie principale à Fo  (canal utile) , qui a un niveau de 5 dBm. Nous regardons à 2Fo , 3 Fo les harmoniques éventuels. Supposons que nous observions une raie sur l’harmonique 2 de niveau – 70 dBm. Une question va se poser : Comment être certain que cette raie harmonique est issue de l’émetteur à mesurer… Peut-être est-elle générée par une non- linéarité de l’analyseur...

Nous pouvons lever ce doute facilement, en plaçant un atténuateur supplémentaire de 10 dB devant l’entrée de l’analyseur. La raie principale Fo va descendre de 10 dB, et sera à -5dBm. Si la raie harmonique descend également de 10 dB, cette raie est bien présente en sortie de l’émetteur.

Par contre, si la raie harmonique descend de nettement plus, on peut affirmer que c’est l’analyseur qui produit cette raie, par non linéarité . Il va falloir augmenter la dynamique de la mesure....

Si on veut augmenter la dynamique de la mesure, il va alors falloir utiliser une astuce : réduire le niveau de la raie principale Fo , sans modifier le niveau des autres. On utilisera « un circuit réjecteur LC » : une inductance L et une capacité C, l’ensemble placé en parallèle sur la ligne de transmission qui entre sur l’analyseur. FIG 91 

( pas directement en sortie de l'émetteur, derrière un atténuateur)

En accordant le circuit LC sur la fréquence Fo, on obtient une résistance trés faible sur cette fréquence, et le niveau de Fo s’effondre, par exemple de 20 ou 30 dB….On pourra alors réduire l’atténuation en entré de l’analyseur, et voir des niveaux beaucoup plus bas pour les raies parasites. Attention ! Ne pas changer de fréquence de l’émetteur, car l’atténuation devant l’analyseur n’est peut être pas suffisante et va le mettre en danger ! 

FIG91

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Mesurer une fréquence.

En principe, au fréquencemètre....

Si le signal est de bas niveau et superposé à d'autres signaux, on peut utiliser un analyseur de spectre moderne: on positionne le « marqueur » de l’analyseur sur la raie dont on veut mesurer la fréquence, avec une RBW étroite. . Il faut cependant s’assurer que l’analyseur est bien étalonné en fréquence. Pour cela, il suffit d’appliquer sur l’analyseur le signal issu d’un générateur RF digne de confiance. On pourra ainsi vérifier, et noter l’écart de fréquence, ce qui permettra de corriger la première mesure .

La stabilité de la référence de fréquence dépend du type de précision demandée: Par exemple, la précision doit être bien supérieure à la largeur de bande des signaux concernés... Certains types de modulation sont plus exigeants. par exemple, la SSB exige une trentaine de Hz au minimum.

Un générateur classique de laboratoire, piloté par quartz ( avec TCXO ou thermostat) devrait avoir une précision meilleure que le ppm. Mais n'oublions pas que les pilotes à quartz ont une dérive de vieillissement qui peut atteindre 0,5 ppm par an. Pour des précisions supérieures, il faudra utiliser des références externes .( GPS...)

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Mesurer un rapport d’onde stationnaires…

S'il est possible de mesurer un impédance  ( voir le paragraphe suivant) , on cherche le plus souvent à adapter une charge ...Et  il est bien plus facile  de mesurer le niveau d'adaptation d'une charge  que de mesurer une impédance. 

Nous avons vu que cette désadaptation peut se mesurer par le rapport d’ondes stationnaires. Dans le chapitre sur les lignes de transmission, nous avons vu la relation entre le ROS et le pourcentage de puissance réfléchie. Les appareils de mesure du ROS sont simples d’emploi, bien adaptés par exemple pour tester une antenne avec un émetteur d’une certaine puissance. Pour les puissances faibles, en labo, on utilisera les coupleurs directifs et un analyseur avec tracking , ce qui permet de visualiser la courbe de ROS en fonction de la fréquence. FIG92

On étalonnera le coupleur directif en remplaçant la charge par un circuit ouvert : le coupleur donnera alors un niveau « 0db » correspondant à 100% de puissance réfléchie. On peut aussi remplacer la charge par un court-circuit : le coupleur doit donner le même niveau qu’avec un circuit ouvert. Si ce n’est pas le cas, le coupleur n’est pas parfait….

La mesure est ensuite immédiate :

-6 dB --> 25% de réfléchi,                   -10 dB –-> 10% de réfléchi…

La qualité du coupleur directif est primordiale: on devra tester le montage  avec une charge adaptée digne de confiance.  Une charge correcte doit donner un réfléchi inférieur ou égal à -20 dB . 

Aux fréquences élevées, une résistance classique de 50 ohms ne suffit pas pour constituer une charge adaptée. Il faudra utiliser une charge prévue à cet effet

FIG92

La photo montre le résultat à l'analyseur tracking: Le niveau  du réfléchi d'un dipôle demi-onde accordé sur 900 MHz. 

On voit qu'à  une certaine fréquence, le réfléchi est meilleur que  -20 dB. On voit aussi que le réfléchi est meilleur que -10 dB dans une bande de 150 MHz. 

FIG94

A noter qu’on peut régler aussi un filtre en observant le niveau de puissance réfléchie : Si le filtre transmet toute la puissance vers sa sortie adaptée, le taux de réfléchi est nul….

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Mesurer une impédance.

On a vu qu'il était relativement facile de mesurer la "désadaptation " par rapport à 50 ohms, par la mesure du rapport d'ondes stationnaires. Mais le ROS ne donne pas la valeur exacte de l'impédance. Par exemple, une résistance de 25 ohms ou une résistance de 100 ohms donnent le même ROS  ( égal à  2) par rapport à 50 ohms. 

Il est très difficile de  mesurer une impédance "directement". En pratique, l'impédance à mesurer sera située  à l'extrémité d'un câble coaxial. 

Si l'impédance à mesurer est placée à l'extrémité d'une ligne, on trouvera en général une impédance différente R' +jX' à l'autre extrémité. On  a vu  dans le chapitre "lignes de transmission" que  l'impédance présentée par la ligne  dépendra de la longueur de la ligne, et bien sur de la fréquence. L'abaque de Smith permet de connaître de quelle façon la ligne transforme l'impédance placée à son extrémité. .

Généralement, il s'agit de mesurer une impédance d'entrée ou de sortie d'une fonction : filtre, amplificateur, etc....

 Méthode par adaptation par stubs,  On dispose devant l'impédance  à mesurer des réactances variables , en parallèle et en série; et on les fait varier jusqu'à avoir en amont un ROS de 1.  Le diagramme de Smith permet alors de remonter et de trouver quelle est l'impédance devant les stubs.  

Remarque :  le cas particulier des émetteurs RF classe B ou C :  L'adaptation par stub donnera l'impédance de charge optimale pour le maximum de puissance, qui n'est pas nécessairement  la charge qu donne le meilleur rendement  Pour cette raison, les fabricants de transistors RF donnent "l'impédance optimale de charge" et non l'impédance de sortie...

Méthode par analyseur de réseau ou analyseur vectoriel: L'analyseur vectoriel montre sur un écran avec l'abaque de Smith ,  l'impédance R + jX en un point donné . 

Mais il est très rare qu'on puisse connecter  directement l'impédance à mesurer sur l'entrée de l'analyseur. Pratiquement toujours , l'impédance à mesurer sera connectée à l'appareil par un câble coaxial. 

L'analyseur ne voit donc pas directement l'impédance à mesurer, il la voit derrière ce  câble coaxial....

Connaissant l'impédance à l'entrée de l'appareil, il faudra en déduire quelle impédance se trouve au bout du câble.   Ce calcul peut être fait automatiquement par l'analyseur:

 Une méthode courante c'est de remplacer provisoirement l'impédance à mesurer en bout du câble par un court circuit (ou un circuit ouvert) . On précise  à l'analyseur  qu'il y a un court circuit à l'emplacement de l'impédance à mesurer . L'analyseur calcule alors  de combien il doit tourner dans l'abaque de Smith  ( dans le sens inverse des aiguilles d'une montre) pour trouver la bonne impédance. Puis on remplace le court-circuit par  l'impédance à mesurer, et le système fait automatiquement le calcul.  

 Notons que le plus souvent, on analyse ainsi l'impédance non pas sur une seule fréquence, mais sur une bande de fréquence. En présence du  court circuit, l'analyseur calcule  d'abord la longueur électrique de la ligne jusqu'à ce court circuit.

Remarque :  Si on veut mesurer l'impédance d'entrée d'un amplificateur bas niveau, il faudra s'assurer que le niveau du signal de mesure injecté par l'analyseur ne sature pas l'étage d'entrée .. De la même façon, l'impédance d'entrée d'un amplificateur classe B ou C  varie en fonction du niveau du signal d'entrée, donc le niveau ne devra pas être n'importe quoi....

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Mesurer une inductance

Sur les fréquences qui nous occupent, les inductances utilisée sont de très petites valeurs, quelques dizaines de nH au maximum. Peu d’appareils permettent cette mesure avec précision.

On peut évidemment utiliser l'analyseur de réseau précédemment cité...

 Une méthode simple et précise consiste à utiliser un filtre réjecteur : Nous allons disposer l’inductance à mesurer en série avec un condensateur de capacité connue, par exemple 10 pF.

Cet ensemble sera placé en parallèle sur une ligne de transmission 50 ohms.

La sortie de la ligne est connectée sur un analyseur de spectre. On injecte à l’entrée de la ligne une fréquence variable, avec un générateur ou mieux le générateur tracking de l’analyseur.

schema rejecteur

A la fréquence F d’accord du circuit LC, le niveau observé s’effondre.

( courbe ci-contre) Connaissant cette fréquence F et la capacité C, on en déduit la self L :

L en nH , C en pF , F en MHz : 

L = 25,4 /  ( C . carré de F)

remarque : Il faudra enlever l'inductance du boîtier du condensateur.

Remarquons aussi qu’on peut  mesurer au passage la résistance série du circuit LC en notant le niveau de réjection obtenu :

boode rejecteur

Rejection de :

12 dB ---> Rs = 8 ohms

20 dB Rs = 2,7 ohms

30 dB Rs = 0,8 ohms

40 dB Rs = 0,25 ohms

Connaissant l’inductance et la résistance série , on peut avoir le Qo du circuit

( voir le chapitre 2)

Notons aussi que cette méthode permet de mesurer la capacité un condensateur, si on possède une inductance connue....Les capacimètres classiques sont très peu précis pour les condensateurs de quelques pF..

Mesurer la capacité parasite parallèle d'une inductance.

Les inductances , si les spires ne sont pas en une seule couche, présentent une capacité en parallèle : Si la self est utilisée pour bloquer les fréquences élevées, cette capacité est souvent gênante.

Le principe de la mesure : On place la self en série sur une ligne 50 ohms, entre le générateur et l'analyseur, et on constate un maximum d'atténuation sur la fréquence de résonnance parallèle.

Connaissant cette fréquence, et la valeur de l'inductance, on en déduit la capa parasite parallèle, qui peut être introduite dans les simulations....  

test self

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Mesurer la sensibilité d’un récepteur

En général, cette mesure ne pose pas de problème quand on dispose d’un générateur correct. Les problèmes possibles ;

  • -Défaut de calage en fréquence du générateur.
  • -Défaut d’étalonnage
  • -Emissions radio extérieures sur la fréquence testée.
  • -Fuites du générateur .

Les fuites d’un générateur peuvent empêcher de tester des niveaux de sensibilité très bas. Une solution consiste à utiliser un atténuateur de 20 dB au bout d’un câble de l’ordre de 1 m. Pour s’assurer qu’il n’y a pas de courant de gaine sur le câble, il suffit de prendre le câble à deux mains, disposées à un quart d’onde environ. Ce geste réduit le courant de gaine. On vérifiera alors que la mesure n’est pas influencée par ce geste.

La sensibilité, comme on l’a déjà vu, se fera par une mesure du rapport signal/bruit après démodulation. , ou par une mesure du taux d’erreurs pour les récepteurs numériques.

On pourra aussi mesurer le rapport S/B avant démodulation, si le récepteur possède une mesure du niveau RF reçu ( "mesure de champ...").

Le rapport S/B en niveau RF est généralement différent du rapport S/B après démodulation. 

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Mesurer le facteur de bruit d'un récepteur.

 

Pour mesurer les niveaux RF présents sur l'entrée antenne d'un récepteur, le plus simple c'est de mesurer le niveau d'un signal non modulé, en sortie de l'amplificateur Fi , à condition que ce signal ne soit pas encore  réduit par un limiteur, ou par une CAG.  La mesure sera facilitée avec certains récepteurs qui donnent  un signal dit "de mesure de champ" qui mesure le niveau en entrée antenne. 

On effectuera alors la manipulation suivante, le récepteur étant connecté sur la sortie  50 ohms d'un générateur : 

- Sans signal sur l'entrée antenne, on mesure le bruit en sortie Fi. 

- On applique ensuite un signal de niveau juste  nécessaire pour augmenter de 3 dB le niveau précédent.  On note ce niveau , qui est  égal au le niveau de bruit "ramené" sur l'entrée du récepteur. 

Exemple : Supposons que l'on trouve un niveau de -121 dBm. 

Nous allons maintenant calculer le bruit issu de la charge 50 ohms:  Une charge  à 300 °K  génère un bruit de -174 dBm dans une bande passante de 1 Hz. 

Supposons que notre récepteur ait une bande passante plate de 100 KHz . 

Le bruit de la charge est alors de 

-174 dBm + log ( 100 000)  dB =  -174 dBm + 50 dB = -124 dBm 

Le  récepteur a rajouté 3 dB au bruit de la charge. Son facteur de bruit est donc de 3 dB.

Cependant, on voit que cette mesure  demande une connaissance très précise de la bande passante, et une erreur de 10 % se traduit par une erreur sur le facteur de bruit. La mesure ne convient pas pour les facteurs de bruit bas. On peut améliorer sa  précision  en appliquant non pas un signal , modulé ou pas, mais un bruit blanc de niveau bien étalonné , ce qui revient à appliquer une charge de température variable. .  

Remarque : 

On voit que le facteur de bruit dépend de la température de la charge. En général, lorsque ce n'est pas précisé, c'est la température normale de 300 °K.

 Le bruit ramené par une antenne dépend de la température de la région qu'elle vise , et non de la température de l'antenne elle même. En communications terrestres, l'antenne-source  est équivalente à une charge à 300 °K. Un  récepteur de facteur de bruit 1dB  rajoutera donc seulement 1dB au bruit de la source.  On n'a donc que 1dB de plus que le théoriquement parfait....

En communications terrestres, il est donc inutile de chercher à obtenir des facteurs de bruit bien inférieurs à 1 dB, car on ne gagnera même pas 1dB ....

  Par contre, si  le récepteur est utilisé en télécommunications spatiales, l'antenne pourra ramener un bruit très inférieur à une source à 300°K: les régions les plus froides du ciel sont à la température résiduelle du big bang, c'est à dire à 4 °K  .   Pour les communications spatiales, on aura donc tout intérêt à utiliser des LNA à très faible bruit.  Mais il faudra aussi qu'entre l'antenne et le LNA, il n'y ait vraiment pas de pertes ...Les calculs se feront plus facilement en considérant les "températures de bruit" plutôt que les facteurs de bruit.

   

Correspondance entre le facteur de bruit et la température  équivalente de bruit d'un amplificateur .

On transforme d'abord "en rapport" le facteur de bruit en dB :

F   =  10 exposant [ F(en dB) /10] 

puis on a la température équivalente de bruit   Te = 290 ( F - 1) 

exemple : un ampli a un facteur de bruit de 1 dB

F = 10 exposant ( 1/10) = 1,26

Te = 290 ( 1,26 - 1 ) = 75 °K 

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Mesurer une linéarité : l'intermodulation et le point d’interception

Un amplificateur sera linéaire  s'il répond à deux critères :

- Sur une fréquence  le niveau de sortie sera proportionnel au niveau d’entrée. 

- Lspectre du signal de sortie ne comprendra pas d’autres raies que celles du  spectre du signal d’entrée.

Une façon commode de caractériser un amplificateur, selon le premier critère,  est le "point de compression à 1dB". c'est le niveau de sortie qui se trouve 1dB en dessous de ce qu'il devrait être si l'amplificateur était parfaitement linéaire. 

Un autre effet connu de la non linéarité , c'est la génération d'harmoniques. On connait bien le phénomène des harmoniques, multiples de la fréquence de sortie. Il est facile de filtrer les harmoniques grâce à un filtre passe bas.

Enfin, un phénomène très gênant du à la non linéarité est l’ « intermodulation du troisième ordre », dont  le produit parasite peut être  très proche des fréquences utilisées, donc difficile ou impossible à filtrer.

Nous pouvons mettre en évidence ce  phénomène d'intermodulation de la façon suivante : appliquons à l’entrée de l’amplificateur deux signaux sinusoïdaux de même niveau,  de fréquences proches F1 et F2. L’intermodulation d’ordre N créera en sortie de l’amplificateur des raies de fréquences p F1 + q F2 ( p et q entiers relatifs)

En additionnant les valeurs absolues de p et q, nous obtenons l’ordre N de l’intermodulation.

Par exemple:

l’intermodulation du troisième ordre

P = 2 et q= -1 

nous donnera la fréquence 2 F1 – F2 .

Prenons par exemple les fréquences 

F1 = 500 MHz et F2 = 501 MHz

Une intermodulation du 3ième ordre est F3 = 2F1 – F2 = 499 MHz...

Et une autre est F4 = 2F2 - F1 = 502 MHz

spectre IMD

Lorsque on fait croître simultanément les amplitudes des signaux F1 et F2, on montre que le niveau en dBm de l’intermodulation croît trois fois plus vite.

Par exemple, ajoutons 1 dB au niveau de F1 et F2 . Le niveau de F3 va croître de 3dB

Nous pouvons représenter sur un graphe ( échelles en dB) le niveau de sortie en fonction du niveau d’entrée. Le signal utile en sortie croît de 1dB si le signal d’entrée croît de 1dB . Par contre le niveau « imd3» du signal F3 croitra de 3dB

Les deux droites se coupent au « point d’interception du troisième ordre IP3 » qui sert à caractériser la linéarité d’un amplificateur.

Nous avons la relation suivante entre le niveau P des deux signaux utiles de même niveau, de fréquences  F1 et F2, et le point d’interception du troisième ordre :

IMD3 = 3 P - 2 IP3

où IMD3, P et IP3 sont exprimés en dBm.

Exemple : On applique sur l’entrée d’un amplificateur RF deux signaux de fréquences F1 = 800 MHz et F2 = 801 MHz de même niveau . Le niveau de sortie de ces deux signaux est P= +10 dBm.  FIG95

On observe aussi sur le spectre de sortie des signaux d’intermodulation à 799 MHz et à 802 MHz, de niveau IMD3 = -40 dBm .

Quel est le point d’interception « IP3 out » de cet amplificateur ? 

FIG93

On a donc : IP3 = 0,5 ( 3 P - IMD3) = 0,5( 3. 10 + 40) = + 35 dBm

Il s’agit de « IP3 out », puisqu’on a considéré les niveaux en sortie de l’ampli.

On aurait pu ramener les signaux sur l’entrée, en enlevant le gain de l’ampli à tous les signaux. On aurait alors le point « IP3in ».

Un problème important sera de s’assurer que l’intermodulation est bien générée par l’amplificateur, et non par les générateurs ( qui peuvent se perturber) , ou par l’analyseur de spectre.

Pour lever le doute sur l’analyseur, il suffit d’introduire devant son entrée un atténuateur de 3dB . Si tous les signaux qu’il montre descendent de3dB, l’analyseur est hors de cause . Par contre, si le signal IMD3 descend de 9 dB, l’analyseur sera mis en cause.

Pour lever le doute sur les générateurs, il faudra observer les signaux avant l’amplificateur, en sortie du coupleur 3dB qui couple les deux générateurs...Attention toutefois à ne pas avoir d'intermodulation par l'analyseur qui sert à les observer!

Cas particulier, mesure de l'intermodulation d'un récepteur

En général, la mesure se fait à trois signaux. Par exemple, on applique à l'entrée du récepteur:

- un signal utile, d'un niveau très bas, par exemple supérieur de 3 B  de  la sensibilité maximale utilisable du récepteur.

- un signal brouilleur  éloigné de deux canaux du canal testé. 

- un signal brouilleur éloigné de 4 canaux.

On fait croître simultanément les deux signaux brouilleurs, jusqu'à ce que le rapport S/B ou le BER se dégrade d'une valeur donnée.  

Par exemple, si le signal utile était de -110 dBm , et si le niveau obtenu pour les  deux brouilleurs est de - 40 dBm, alors la protection contre l'intermodulation est de 70 dB.

Précautions à prendre : attention au bruit de phase des porteuses...

Des signaux brouilleurs puissants situés à quelques canaux de distance peuvent  dégrader la sensibilité du récepteur, du fait du bruit de phase des générateurs brouilleurs, ou du fait du bruit de phase de l'oscillateur  local  du récepteur. 

Une méthode rapide permettant de savoir si le brouillage est  vraiment du  à l'intermodulation, c'est de placer par exemple un brouilleur à moins deux  canaux, et l'autre brouilleur à plus 4 canaux. Dans ces conditions, il n'y a pas d'intermodulation générée dans le canal utile, mais on peut voir ainsi si les bruits de phase perturbent la mesure.  

Si le bruit de phase de l'oscillateur local provoque une perte de sensibilité, il faudra considérer que le récepteur ne "tient pas" la mesure d'intermodulation, même s'il est prouvé que le brouillage n'est pas du à l'intermodulation....

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Carte électronique en cours de mesures et de mise au point: précautions ...

Dans un labo d'électronique, il arrive souvent que l'on fasse des mesures et des mises au point sur une carte "à l'air libre", c'est à dire hors du boîtier de l'appareil en cours d'étude....Et on connecte des câbles coaxiaux ou d'alimentation sur cette carte.  Ces conditions sont susceptibles d'introduire des courants de  mode commun sur les câbles reliés à la carte. En particulier, il peut se créer des courants de gaine sur les câbles coaxiaux , qui vont provoquer des couplages parasites avec les autres câbles de la carte. 

Pour éviter ces problèmes, il est conseillé de bloquer les courants de mode commun en enfilant des tubes de ferrite "suppresseurs de mode commun" sur tous les câbles reliés à la carte sous tests.... Ces tubes seront placés au plus près de la carte. 

Si on veut bloquer une fréquence en particulier, on disposera deux tubes ferrite distants d'un quart d'onde....


Recherche d'une source de perturbation localisée sur une carte:

Il est possible de rechercher  un champ local sur une carte, par exemple pour chercher une auto-oscillation, ou pour identifier la source d'un champ perturbateur. Pour cela, on utilisera une boucle de quelques millimètres de diamètre, placée à l'extrémité d'un câble coaxial de petit diamètre, lui même connecté à un analyseur de spectre. En balayant la carte avec cette boucle, à quelques millimètres, il est assez facile de localiser la source  de rayonnement.

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2- Mesures spécifiques à la CEM :

Sur les champs électromagnétiques, etc.. .

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 Ces mesures sur les champs électromagnétiques sont souvent réalisées lors des tests CEM. Nous abordons ici les problèmes généraux de ces tests, sans se référer à une norme particulière.  

Les équipements sous test sont souvent dénommés "EST" dans les norme françaises.

Pour les mesures de susceptibilité , nous devrons créer autour de l'EST des champs électromagnétiques bien définis. Autour de l'EST , mais aussi autour des câbles connectés à l'EST, car c'est très souvent par les câbles, en mode commun ,  que les perturbations atteignent l'électronique de l'équipement . ( ou en sortent...) 

Pour les mesures de rayonnement, nous devrons mesurer la puissance rayonnée par l'ensemble de l'équipement, avec ses câbles . Les normes exigent donc une disposition précise des câbles connectés à l'EST.....

Pour les fréquences inférieures à 30 MHz, les mesures sur les champs ne sont pas facilement réalisables, du fait des distances  nécessaires. Aussi, pour les fréquences plus basses, on  réalisera  des mesures CEM en "champ proche" et   "en conduit" sur les câbles. Nous aborderons ce sujet en fin du chapitre.....

Rappel : mode symétrique et mode commun 

le Mode symétrique:

Dans le mode symétrique, ou différentiel, ( dessin du haut) ) le courant qui entre par un conducteur ressort par un autre conducteur du même câble. C'est la configuration normale des signaux entrant ou sortant d'un équipement électronique ( alimentation, signaux utiles...); 

 


Le  mode commun :

Mais  Supposons que le câble de liaison soit soumis à un champ électromagnétique . Ce champ va induire dans les conducteurs des courants de même sens. On a ce cas de figure si le câble est éloigné de la masse (qui est le chassis en général. )

Si ces courants entrent dans le boîtier, ils doivent forcément ressortir, car ils vont vers la surface extérieure du boîtier- blindage, où ils rejoignent l’environnement par capacité et rayonnement..

Le mode commun constitue les principaux problèmes de CEM... 

FIG85

Rappel sur les rayonnements électromagnétiques :

Un équipement quelconque siège de courants ou de tensions variables est susceptible de rayonner un champ électromagnétique . Un champ électromagnétique ( EM) se compose de deux champs, un champ électrique E et un champ magnétique H. Pour une onde pure ( CW) de  fréquence donnée, ces champs sont sinusoïdaux. ²

A partir d'une source de rayonnement EM, souvent une "antenne", on doit distinguer plusieurs zones:

1- A moins de lambda/3 de la source, selon la nature de la source, le champ E sera prépondérant si la source est surtout le siège de tensions, et le champ H sera prépondérant si cette source est surtout le siège de courants. En CEM, on dit qu'on a affaire à un "champ proche"

2- Lorsqu'on s'éloigne nettement plus que lambda/3, le rapport E /H va devenir constant, et égal à 377 ohms : nous avons alors déjà une "onde électromagnétique".

3- A partir d'une certaine distance D dite distance de Fraunhofer, l'amplitude des champs va décroître proportionnellement à la distance. La puissance par unité de surface décroit donc en 1/(R carré ). Nous pouvons alors parler d'une "onde en espace libre" , composée d'un vecteur électrique E et d'un vecteur magnétique H, perpendiculaires entre eux et perpendiculaires aussi à la direction de propagation.

La distance de Fraunhofer est D = 2(Lcarré )/ λ où L est la plus grande dimension de la source ou de l'antenne. C'est au delà de cette distance qu'on peut mesurer la puissance rayonnée par une antenne, ou encore le gain de cette antenne. On dit qu'on est en "champ lointain" ou "onde plane" ou "en espace libre".

En général, on définit le niveau d'un champ électromagnétique en espace libre par l'amplitude maximale Eo de son vecteur champ électrique E ,

(sachant que son vecteur magnétique est H = E/377) .

4- L'énergie se répartit sur une sphère... et très loin de la source, cette surface est assimilable localement à un plan ; nous avons alors une onde électromagnétique plane. 

L'antenne de mesure:

Il s'agit ici de mesures en "champ lointain" ou "espace libre" , en général pour les fréquences supérieures à 30 MHz.  Nous verrons plus loin que pour les fréquences basses, en champ proche , les mesures seront différentes. .

Pour mesurer un champ électromagnétique, deux solutions s'offrent à nous:

- Une vraie antenne radioélectrique pour champ lointain:  dipôle demi-onde pour une bande étroite,  sinon antenne large bande log- périodique...). Ces antennes permettront aussi de créer les champs électromagnétiques pour les mesures de susceptibilité.

- Un capteur de champ E ou de  H , peu utilisés en champ lointain,  permet de descendre plus bas en fréquence. Un tel capteur  est moins sensible pour la mesure d'un champ faible. Il ne permet pas de créer un champ. Par contre nous verrons plus loin qu'il est utile  pour mesurer un champ proche.  , 

 Pour les mesures en champ lointain ci-dessous , nous utiliserons ici les antennes radioélectriques.

Est-il besoin de préciser que pour toutes ces mesures, que ce soit pour émettre ou recevoir, il faudra connaître le gain de l'antenne et vérifier son adaptation. Les mesures sur une large bande de fréquence exigeront une antenne large bande  ou plusieurs antennes utilisées successivement. On tiendra compte chaque fois du gain de l'antenne, qui varie en fonction de la fréquence.

Les antennes large bande ne présentent jamais des  ROS parfaits sur toute la bande spécifiée .... Ainsi, un ROS de 2 sur une fréquence n'est pas forcément bien gênant. En effet, un ROS de 2 , si le câble de liaison présente peu de pertes, provoque une perte de moins de 1dB , ce qui est souvent acceptable si on considère les précisions de ce type de mesure . 

Très souvent, on utilisera des antennes log-périodiques:

- Elles  peuvent couvrir une bande importante.

- Leur  directivité permet de réduire les erreurs dues aux réflexions parasites environnante, notamment sur le sol. Les réflexions parasites sont la cause principale d'erreurs de mesures de ces champs...

- Par contre leur gain exige  de respecter la  distance de Fraunhofer.  

Mesurer un champ électromagnétique en champ lointain 

( espace libre) .

Sur une fréquence fixe, donc avec un champ sinusoïdal, on peut faire la mesure avec un dipôle demi-onde sur cette fréquence, chargé par sa résistance adaptée. Le dipôle étant orienté de façon a être parallèle au champ électrique de l'onde incidente ( polarisation) . 

On mesure la puissance que le dipôle fournit à la charge, qui peut être un analyseur de spectre. L'amplitude maxi Eo du champ E est alors 

Eo = (75 .  racine carrée de P ) / lambda;

attention  : P en watts et lambda en mètres...

Exemple : Sur une fréquence F = 1 GHz, un dipôle demi-onde,  est plongé dans un champ électromagnétique E que l'on veut mesurer.   Le dipôle, une fois adapté, fournit une puissance de -20 dBm .  Calculer l'amplitude Eo de ce champ.

-20 dBm = 10 µW       et  lambda = 0,3 m

Eo = 75 rac( 10 .10E-6) / 0,3 =  0,79 Volt/mètre     ou  0,52 Volts eff /m 

Créer un champ électromagnétique donné en espace libre.

C’est une mesure de CEM classique pour tester la susceptibilité en rayonné d’un équipement sous test ( EST) : 

On crée en un endroit donné un champ électromagnétique, estimé en volts /m .

Objet de la manipulation Faire « baigner » l’appareil sous test mesurer ( EST) dans un champ électromagnétique spécifié, et s’assurer que l’appareil n’est pas perturbé.

Description de la manipulation : La manipulation doit se faire en chambre anéchoïde. L’EST est placé sur un support isolant, avec ses câbles éventuels disposés comme l'indique la norme utilisée.  A une certaine distance, on place une antenne qui sera utilisée pour émettre une onde électromagnétique de fort niveau. A cet effet, l’antenne est attaquée par une source RF de puissance, constituée d’un générateur RF suivi d’un amplificateur de puissance.

Ce que spécifient les normes : Généralement, les normes spécifient le niveau du champ électrique dans lequel devra baigner l’objet. Ce champ dépend de la norme, mais il se chiffre généralement en dizaines de volts par mètres.

Calcul de la puissance à fournir à l’antenne, pour obtenir le champ E requis.

Le champ efficace (*) E à une distance D d’une source isotrope de puissance P est : 

E = ( 5,5 racine de P) / D

Ce qui nous donne : PIRE( en watts) = ( E .D )carré / 30

Une fois la PIRE nécessaire connue, on a la puissance à appliquer à l’antenne :

P = Pire - ( gain iso de l’antenne) + pertes dans le câble coaxial.

Exemple : Nous voulons créer un champ E = 10 volts /m avec une antenne de gain 6dB, placée à 3m. On a 1 dB de pertes dans le câble coaxial.

PIRE = ( E . D )carré / 30 = 100 . 9 / 30 = 30 W = 45 dBm.

La puissance à appliquer sera : P = 45 dBm – 6dB +1dB = 40 dBm soit 10 Watts.

(*) Une erreur que l’on fait parfois, c’est de confondre champ efficace et champ crête. Dans les formules Eo sin wt…décrivant les ondes sinusoïdale ( onde CW) , Eo est bien sur le champ crête. Le champ efficace est égal au champ crête divisé par racine de 2 . La formule donnant le vecteur de Poynting , utilise les champs crêtes : P= 1/2 . Eo v Ho

FIG97

Mesurer une puissance électromagnétique rayonnée en espace libre.

C’est une mesure de CEM classique, qui permet de mesurer la puissance rayonnée par un appareil sous test.

Objet de la manipulation :Il s’agit de mesurer le rayonnement de l’appareil sur les fréquences hautes. Pour ces fréquences, l’onde située à une distance de l’ordre du mètre sera déjà une onde électromagnétique plane (champ lointain).

Description de la manipulation : La manipulation doit être montée dans un espace exempt de réflecteurs pour les ondes électromagnétiques (chambre anéchoïde ) L’appareil à tester            ( EST) sera placé, avec ses câbles éventuels,   sur une table telle que spécifiée par la procédure, constitué en général d’un support isolant.

Le champ sera mesuré par une antenne placée à une certaine distance, et cette antenne sera connectée à un analyseur de spectre.

Ce que spécifient les normes : Les normes spécifient les bandes de fréquences dans lesquelles on doit faire les mesures, par exemple de 30 MHz à 2000MHz. Elles spécifient soit la PIRE maximale de l’objet à tester, soit le champ maximum en Volts/mètres que l’on doit trouver à une distance donnée.. Le niveau de puissance reçu par l’antenne va permettre de calculer la PIRE , ou bien ce champ.

FIG98

Procédure : Placer l’appareil dont on veut mesurer le rayonnement. Voir ce que nous avons dit dans le paragraphe sur les antennes pour choisir cette distance...parfois imposée par la norme.

On observe sur l’analyseur de spectre les différentes émissions parasites, généralement des raies. Pour chacune de ces raies, on va orienter l’objet pour en obtenir la puissance maximale. On pourrait aussi faire tourner l’antenne autour de l’objet, ce qui est généralement plus difficile. On trouve ainsi la bonne polarisation et la direction de rayonnement maximum. On mesure ainsi un niveau sur l’analyseur.

La PIRE de l’appareil sous test sera alors calculée à partir de la distance x et de la puissance mesurée sur l’analyseur de spectre :

PIRE = 

puissance lue sur l’analyseur

+ atténuation de distance

- gain de l’antenne

+ pertes dans le coaxial .

L’atténuation de distance entre deux antennes isotropes est donnée par la formule :

Ax ( en db) = 22 dB + 20 log10 ( x / l ).

Exemple :

- On mesure le rayonnement d’un appareil sur 434 MHz ( soit lambda = 70 cm)

- On place l’appareil à x = 2 m

- L’antenne de mesure a un gain de 2 dB et le câble perd 0,5 dB.

- On lit à l’analyseur une puissance de - 28 dbm.

Quelle est la PIRE ?

Atténuation de propagation Ax = 22 + 20 log (2/0,7) =  22 db + 9 dB = 31  dB

PIRE = - 28 dbm + 31 db – 2 dB + 0,5 dB =  + 1,5  dbm

Dans la pratique, l’incertitude de la mesure sera fonction de l’environnement

On peut faire une vérification par « double pesée » : On remplace l’appareil sous test par une antenne étalonnée de polarisation convenable, attaquée par un générateur

On sait que dans ce cas la PIRE est la puissance fournie par le générateur moins les pertes du câble entre le générateur et cette antenne,  et plus le gain de cette antenne . 

Prenons un exemple : Un générateur fournit un signal 1 GHz , de puissance -10 dBm. Ce signal est appliqué à une antenne A constituée par un dipôle demi-onde vertical . Le câble de liaison entre le générateur et l’antenne est un câble RG58 de 6 mètres de long. Quelle est la PIRE dans une direction horizontale quelconque ?

Solution : Comme le dipôle est vertical, il émet une onde d’amplitude identique dans toutes les directions horizontales. ( par symétrie de révolution) . Nous sommes dans le cas du gain maximum du dipôle , égal à 2,15 dB/iso.

Notons pour mémoire que ce dipôle émet une onde polarisée verticalement.

Calculons les pertes du câble : 

A 1Ghz, la notice du câble donne des pertes de  0,65 dB par mètre...Les pertes par le câble sont donc : 6 x 0,65 dB = 3,9 dB.

Par contre, l’antenne fait gagner dans ces directions 2,15 dB par rapport à une antenne isotrope.

Si on fait le bilan :

PIRE = P sortie du générateur - pertes en ligne + gain de l’antenne =

-10 dBm - 3,9 dB + 2,15 dB = - 11,75 dBm

En champ lointain, notre antenne de mesure ne nous donne donc pas un champ électrique, mais une puissance. Nous allons voir maintenant comment établir une relation entre ces deux grandeurs.

Relation entre la PIRE et les champs en espace libre .

Le champ efficace E à une distance "d"   d’une source isotrope de puissance P est :

E = ( 5,5 racine de P) / d

Le champ E sera évidemment trouvé en volts ( efficaces) par mètres.

Très souvent , les normes donnent des limites exprimées en dBmV /m.

Rappelons que 0 dBmicroVolt /m  signifie  1 microVolt /m

Exemple : Supposons que l’on trouve un champ E = 0,003 V/m

--> Ce champ est de  3000 microVolts /m.

Il suffit alors d’exprimer en dB le rapport entre 3000 et 1

20 log ( 3000/1) = 69,4 dB

Le champ est donc E = 69,4 dBmicroVolts /m

Les mesures CEM en champ proche .

 

Pour les fréquences inférieures à 30 MHz, il devient difficile d'avoir une onde électromagnétique dite "en espace libre", car on ne peut plus se placer  suffisamment loin de l'appareil sous test, le laboratoire n'est pas assez grand.....

Donc, mesurer  des champs proches, c'est mesurer des champs H ou E séparément, car la connaissance de l'un n'entraîne pas la connaissance de l'autre puisque leur rapport n'est plus 377. Il faudra donc des "sondes" ou  "capteurs" de champ H ou de champ E, selon les normes demandées. 

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Mesures du champ proche émis par l'EST :

La sonde devra être orientée pour donner le maximum de champ reçu. 

Les sondes de champ E : La sortie de la sonde se fait en 50 ohms vers un analyseur de spectre, et le fabricant donne la correspondance entre le niveau lu à l'analyseur et le champ électrique mesuré.

Pour info, on trouve à l'intérieur de la sonde un  dipôle électrique parallèle au champ à mesurer,   petit devant lambda/4 . La tension fournie à vide par ce dipôle  est en gros égale   à la longueur de ce dipôle électrique multipliée par le champ en volt par mètre. Ce dipôle est  souvent connecté à un ampli intégré au dipôle, à haute impédance d'entrée. Mais ce  "dipôle" peut  aussi être connecté par  coaxial à une charge 50 ohms,  au prix d'une baisse de sensibilité aux fréquences basses.

Des sondes de champ H  permettent, grâce à une petite boucle,   de mesurer le champ magnétique. Comme pour les sondes E, elles seront connectées à un analyseur de spectre, le fabricant donnant la correspondance entre le niveau de sortie lu à l'analyseur et le champ ainsi mesuré.  

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Mesures de susceptibilité en champ proche:

Le problème reste le même que pour la mesure des champs: Pour les fréquences basses, on devrait  placer trop loin l'antenne de l'EST  à perturber. 

Les cellules "TEM" permettent  de faire des mesures de susceptibilité en champ proche: on place l'EST dans  une  "cellule  en mode TEM", qui  permet de créer des champs de fréquences aussi basse qu'on veut. Les dimensions de la cellule  limitent les dimensions de l'objet à tester..... Pour les grandes cellules TEM, on sera limité vers les fréquences élevées, car il ne faut que le mode TEM dans la cellule....

(Notons qu' un étalonnage de la cellule permettrait aussi de faire des mesures de rayonnement.)

Mais le plus souvent, pour les fréquences plus basses, les normes exigeront  des mesures "en conduit" . Voir ci-dessous....

Les mesures CEM en conduit

On sait que les perturbations CEM sont très souvent induites à partir des câbles conducteurs,

( alimentation, etc...) qui sont connectés à l'équipement sous test ( EST) .

Il s'agit le plus souvent de mesures à des fréquences inférieures à 30 MHz, puisque au-dessus de 30 MHz, on fait en général  les mesures par les champs  "en espace libre" , comme décrites précédemment. 

On effectuera donc à partir des câbles:

- des mesures de susceptibilité: on injecte des signaux en mode commun relativement puissants , tensions ou courants. Ces signaux seront toujours définis par des normes attribuées à chaque type d'équipement. Par exemple, pour des équipements audio, il est souvent exigé d'injecter des signaux modulés en amplitude pour mettre en évidence les non linéarités de certains semi-conducteurs, qui se traduiront par l'apparition de bruits audio.

- des mesures d'émission en conduit. Il s'agit de mesurer les signaux de mode commun que l'EST injecte sur ses câbles , signaux qui pourront perturber l'environnement .

Les normes sont en général très précises sur le protocole et le montage à employer, afin de garantir la reproductibilité des mesures dans différents laboratoires.

Nous allons donner  un exemple de dispositif souvent employé, pour bien comprendre ce qui se passe .

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test CEM conduit

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Test de susceptibilité :  

On injecte sur le  câble d'alimentation de l'EST  un signal perturbateur en mode commun, grâce à un tore d'injection qui joue le rôle de transformateur.  Ce câble à tester ( alimentation par exemple) passant dans le tore, est équivalent à une spire du transformateur. Le signal perturbateur est issu d'un générateur de puissance, et est appliqué sur le primaire du tore, composé de quelques spires.  On injecte ainsi sur le câble une tension de mode commun aisément calculable par le rapport de transformation....

Mais les normes exigent parfois de connaître le courant de mode commun injecté sur ce câble. A cet effet, on pourra placer très près de l'EST une pince de mesure de courant qui est un autre tore .  Le signal de sortie de la pince permet de connaître le courant injecté dans le câble à l'entrée de l'EST....

Bien évidemment, le courant qui circule dans la boucle dépend de tous les éléments en série dans la boucle.  Pour cette raison, il faudra disposer entre  l'alimentation et ce câble un dispositif présentant une impédance   bien définie ( pour le mode commun !) .  C'est le but du  RSIL ( réseau de stabilisation d'impédance de ligne ) , qui protège également l'alimentation ( ce n'est pas elle qu'on veut perturber !) 

Ce genre de mesure n'est reproductible que si le câble en question constitue une ligne de transmission d'impédance caractéristique à peu près maîtrisée,  ( pour le mode commun...) . Pour cette raison, les normes précisent la distance D entre le câble et la table de masse....

Remarques ;

1- Si la distance L2 entre le tore d'injection et l' EST n'est pas négligeable devant la longueur d'onde ( cas fréquent au delà d'une trentaine de MHz) la ligne peut avoir pour effet que  le courant à l'entrée de l'EST soit très supérieur au courant injecté par le tore: La pince de mesure du courant sera  placée le plus près possible de l'EST pour mesurer le courant réellement présent à l'entrée de l'EST.   

2- Le tore d'injection doit pouvoir supporter la puissance requise, et monter jusqu'à la fréquence maximale du test . Souvent, il s'agit de 30 Mhz, mais il est possible de monter plus haut si la ferrite du tore est adéquate.

3- La pince de mesure doit présenter une impédance faible au mode commun , pour ne pas bloquer les signaux qu'on veut injecter sur l'EST, donc elle sera chargée à basse impédance, pour fonctionner en "ampèremètre".

4- Selon ce qu'exige la norme, l'EST sera ou non relié à la table de masse. 

5- En général, le signal de mode commun perturbateur appliqué est une source de tension, comme c'est le cas dans notre exemple. Si le filtrage de mode commun de la carte  présente un court circuit , le courant peut-être très intense.... De même,  si on veut imposer un courant de mode commun, l'impédance du filtrage peut être très grande , et une tension importante peut être destructrice... Donc,  une limitation du signal perturbateur sera généralement prévue. 

Test des émissions en conduit issues du EST.

Le montage est pratiquement le même que pour le test de susceptibilité, mais sans  le tore d'injection. Notamment, le RSIL et sa la ligne de liaison  devront être conformes aux exigences de la norme, pour avoir une mesure reproductible.

Le signaux récupérés par la pince de mesure seront analysés  finement, conformément aux normes à respecter ( résolution RBW de l'analyse spectrale,  détection quasi crête dans le cas de signaux impulsionnels, etc...) 

Mesures dans une Chambre réverbérante à brassage de mode.

( CRBM) 

Surtout utilisée en hyperfréquence, il s'agit de placer l'EST dans une chambre équipée pour que les différents modes de résonance de la chambre  puissent varier rapidement et de façon aléatoire. 

Ce brassage de mode peut être mécanique, par une sorte de panneau tournant, ou par balayage des  fréquences de façon suffisamment large, de façon que les champs en un point puissent prendre toutes les valeurs possibles. . 

Les mesures subiront alors un traitement statistique. 

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