11-Exemple : un ampli UHF faible bruit

L’ampli faible bruit est souvent désigné par LNA ( Low Noise Amplifier)

Nous choisissons d’étudier un amplificateur dans la bande des 400 MHz.

Choix du transistor :

De nombreux transistors bipolaires possèdent de bonnes caractéristiques de bruit. Des transistors FET AsGa sont encore meilleurs mais présentent dans cette bande le défaut d’une très grande impédance d’entrée qui peut poser un problème de largeur de bande. Nous utiliserons un transistor ultra classique, le BFR93. Ce n’est pas le meilleur en facteur de bruit, mais ce qui suit n’est qu’un exemple….

Emetteur commun ( EC) ou base commune (BC) ?

Le montage BC a pour caractéristiques une impédance d’entrée bien définie mais basse. Il nécessite une charge de sortie assez grande, si on veut du gain. Par ailleurs, son bruit peut-être légèrement supérieur à celui du montage EC .

Enfin, du fait que le signal de sortie est en phase avec le signal d’entrée, le routage doit absolument minimiser la capacité entre entrée émetteur et  sortie collecteur, si on ne veut pas créer un oscillateur.

Le montage EC a pour caractéristiques un bruit faible, des impédances d’entrée et de sortie « moyennes ». Par contre, il possède un gros défaut : La capacité base –collecteur provoque une réaction entre le circuit d’entrée et celui de sortie. Cette réaction peut entraîner une oscillation ou une variation de l’impédance d’entrée en fonction de la charge en sortie, s'il y a un circuit LC en entrée et un autre en sortie. qui seront couplés par cette capa base -collecteur. Cela  complique la mis au point ou la simulation. Par contre, le gain du montage EC est grand, voire trop grand. Nous allons résoudre le problème de la réaction entrée/sortie en chargeant le collecteur par une résistance faible, de l’ordre de 50 ohms. Dans ces conditions, l'impédance d'entrée est donnée par le paramètre S11.

Le gain en tension sera ainsi suffisamment réduit pour avoir peu de réaction de la sortie sur l’entrée. Le transistor BFR93 est défini par ses paramètres S . Donc, si nous chargeons la sortie en 50 ohms, le constructeur nous donne directement son impédance d’entrée, ce qui est commode…Dans ces conditions, nous pourrons espérer un gain de l’ordre de 12 à 16 dB…

La polarisation

Nous optons pour une polarisation par résistance d’émetteur, qui va permettre une polarisation stable indépendante du gain en courant et de la température.

On trouve dans beaucoup de cours d’électronique des méthodes très compliquées pour calculer la polarisation ! Voici une méthode simple :

Tout d'abord, nous choisissons la tension d'émetteur VE . Si on la choisit trop basse, le courant dans le transistor dépendra de la température et du beta. Si on le choisit trop haute, ce sera une tension gaspillée car c’est autant en moins pour le transistor, elle réduira la 'dynamique".

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Nous supposons que l’on dispose d’une tension d’ alimentation de 6 volts.

1- Nous nous donnons  VE = 1V

2- Nous choisissons le courant d’émetteur. Plus ce courant est élevé, meilleure sera la dynamique, mais la consommation peut être aussi un paramètre dont il faut tenir compte. Prenons IE = 7 mA.
3- Nous en déduisons la résistance émetteur RE = VE /IE

Re = 1V / 7 mA = 150 Ohms 


4- Nous en déduisons la tension qu’il faut sur la base : VB = VE + 0,6 Volts = 1,6 V

5- Calculons le pont de base : Les deux résistances doivent donner une tension de 1,6 V à partir de l’alimentation 6 V.
On doit donc avoir aux bornes de R2: 1,6V

Aux bornes de R1 : 6v-1,6v = 4,4 V

Donc R1/R2 = 4,4 /1,6 = 2,75.

Prenons par exemple R1 = 2,7 K et R2 = 1 K

Ce calcul est simple car nous avons négligé le courant de base dans le calcul du pont de base. C’est légitime, en effet :

Courant dans le pont de base : 6V/ 3,7 K = 1,6 mA

Notons le courant pris par la base : 7mA /beta = 70 µA environ, ce qui est bien inférieur au courant dans le pont de base.  

FIG110

Circuit d’entrée.

Même si vous possédez le modèle du transistor dans votre logiciel de simulation  vous avez intérêt à faire les calculs ci-dessous, qui vous permettent de trouver la structure convenable, et vous donneront une idée des valeurs. Une simulation permet simplement d'affiner les valeurs sur une structure déjà choisie.

Ce circuit va à la fois adapter l’impédance de l’antenne ( 50 Ohms) à la base du transistor, et opérer un filtrage afin d’éliminer les fréquences qui sont éloignées de 400 MHz.

Pour le BFR 93, les datas donnent S11 = 0,2 / 140 degrés, ce qui donne sur l’abaque de Smith z en entrée = 0,25 – j 0,34

donc Z in = 0,25. 50 – j 0,34. 50 = 12,5 ohms – j 17 ohms.

Nous allons transformer cette impédance d’entrée avec une cellule « capa en tête » que nous avons vue au chapitre 4. Si vous avez des difficultés avec ce qui suit, vous devez relire ce chapitre 4.

Il faut commencer par se donner la résistance au "point chaud" ( point de liaison de L1 et C2)  

 Donnons-nous une résistance de 2000 ohms au point chaud du circuit. Pour transformer 12,5 ohms en 2000 ohms, il faut une impédance Z de la capacité en tête C1 telle que 

Zcarré = 12,5 . 2000 il faut donc Z = 158 ohms ( en module) .

En réalité, pour la capacité C1 qui va vers la base, il ne faut pas tout à fait –j 158 ohms, car il y a déjà dans la base une réactance série de –j 17 ohms. Il faudra donc seulement –j 141 ohms. La capacité physique à placer en série avec la base est donc C1 = 2,7 pF .

Maintenant , quel circuit LC vers la masse ?

Nous pourrions placer seulement une inductance, qui aurait une impédance de j158 ohms, et réaliser ainsi un circuit en L . A 400 MHz, pour avoir une impédance de j 158 Ohms, il faut une inductance de 63 nH . Mais le Q de ce circuit en L serait bas ( 2000 / 158) 

Pour obtenir un Q supérieur, nous allons placer une inductance L plus faible, disons par exemple 33 nH , et une capacité C2 en parallèle.

Maintenant, si nous voulons connecter à l’entrée une antenne de 50 ohms, calculons le pont inductif qui transforme 2000 Ohms en 50 Ohms. Le rapport Self totale / self coté masse L2 est égal à la racine carrée de 2000/50 soit donc 6,3

La self totale sera donc composée de L1 = 28 nH et de L2 = 5 nH

La simulation, ou la mise au point sur maquette, permettront de trouver la valeur exacte de C2 qui devient alors très précise, car le Q du circuit a augmenté ! On trouvera une capa d’accord C2 de l’ordre de 3 ou 4 pF…

La self L2 de 5 nH pourra être faite sous forme d’une petite longueur de piste ; de longueur calculée par l’abaque de Smith en partant d’un court-circuit. Elle peut être aussi CMS 1206, c’est ce que nous avons placé sur la carte... elle aura très très  peu de spires..

La self L2 est plus grande. Les selfs L1 et L2 doivent être de bonne qualité ; en effet, il faut que le filtre d’entrée ait un minimum de pertes d’insertion : tout dB de perdu ici sur le circuit d’entrée , s’ajoute au facteur de bruit !!!

Pour évaluer les pertes de ce circuit, on se reportera au chapitre 2  concernant le circuit LC:  Ce qui importe, c'est le rapport  entre le Qo à vide du circuit et le Q en charge. Les pertes seront d'autant plus faibles que le rapport Qo/Q sera grand....




Bande passante du circuit d’entrée.

Avec ces dernières valeurs, on a toujours 2000 Ohms de résistance au point chaud . La self de 33 nH a une impédance de 83 ohms à 400 MHz.

Le Q du circuit avant de brancher l’antenne sera

Q = R / Z = 2000/ ZL = 2000/83 = 24

Après connexion de l’antenne, comme l’entrée et la sortie sont adaptées, le Q est divisé par 2, puisque la charge et la source apportent la même amortissement ...Ce qui donne Q = 12. Ce qui donne une bande passante à -3 dB de 400 MHz /12= 33 MHz ;

Circuit de sortie.

Nous avons décidé, pour avoir un montage stable, de charger la sortie collecteur par une résistance R4 faible . Le transistor verra sur sa sortie cette résistance en parallèle avec la résistance présentée par le circuit de sortie.

Nous prendrons R4 = 100 ohms.

(Cette résistance de 100 ohms va provoquer une chute de tension de 0,7 V puisque le courant collecteur est de 7 mA. )

Comme pour le circuit d’entrée, nous allons placer une adaptation "par capa en tête". Là aussi, ce qui compte, c’est uniquement cette  capacité C4 ; Nous évaluons à 50 ohms la sortie du transistor ( en incluant  R4 en parallèle), et si nous voulons là aussi une résistance au point chaud de 2000 Ohms, nous aurons

( Z de C4)au carré = 2000 . 50            Donc Z de C4 = 100 ohm donc C4 = 3,9 pF .

Ensuite, nous aurons le choix pour le circuit accordé L5 – C5 . Plus L5 et C5 auront des impédances faibles, plus le circuit sera sélectif.

Si nous voulons sortir en 50 ohms, nous ferons comme pour le circuit d’entrée, nous utiliserons un pont inductif , de même rapport de transformation…

Du point de vue du facteur de bruit, les contraintes de pertes d’insertion sont moins drastiques que pour le circuit d’entrée, puisque toutes les pertes dans ce circuit s’appliquent à la fois au signal utile et au bruit du transistor….

FIG111

Découplage de l’émetteur

En théorie, le maximum de gain est obtenu quand l’impédance entre émetteur et masse est nulle. C’est la raison du découplage de l’émetteur.

Nous avons vu, au chapitre « condensateur réel », qu’on avait toujours une certaine inductance parasite en série avec le condensateur : connexion de sortie de l’émetteur, boîtier du CMS, piste, via de masse. Une technique qu’on serait tenté d’utiliser consisterait à choisir la valeur du condensateur pour constituer un circuit résonnant série avec cette inductance parasite. Sur les fréquences qui nous occupent ici, un problème va apparaître : Si le découplage présente une réactance négative, le transistor risque de passer en oscillation. Donc il n’est pas conseillé de chercher cette résonnance série, car aux fréquences juste en dessous, la réactance de l’ensemble est négative, et il y aura risque d’oscillation.

Faut-il pour autant placer une très grande capacité , quelques nF ? Ce n’est pas non plus conseillé, car on n’a jamais intérêt à avoir des grands gains sur les fréquences très en dessous de la fréquence de travail…

En conclusion, on implantera le condensateur CE au plus près du transistor, avec une connexion de masse très courte, et on choisira une capacité suffisamment grande pour ne pas compenser totalement l’inductance de la liaison. Par exemple, en 400 MHz, une capacité CE de l’ordre de la centaine de pF. 

Découplage de l'alimentation

Le découplage de l’alimentation empêche le bruit présent sur l’alimentation d’atteindre l’étage concerné. Un seul condensateur de découplage n’est pas suffisant, car, on l’a vu ( chapitre 6 sur le condensateur réel) , il est très difficile d’abaisser à zéro l’impédance du condensateur. On implantera donc au moins une cellule RC : côté transistor, une capa de découplage de l’ordre du nF , et derrière une résistance de quelques dizaines d’ohms , ce qui fait une cellule qui filtre les fréquences  qui pourraient, perturber l’amplificateur, notamment des signaux parasites issus de l'alimentation des circuits numériques....

Voir ci-dessous l’implantation.

Le transistor est en boitier SOT23 (pattes rouge). Pour les distinguer ici, les condensateurs sont des formats 0805 et les résistances des 1206. On note que la maille de chaque circuit accordé est minimisée. Les selfs d’entrée et de sortie sont croisées pour diminuer leur couplage, qui entrainerait autrement une auto-oscillation. On notera aussi un double via de masse pour réduire l’impédance de la connexion du découplage d’émetteur. Les vias de masse ont des pastilles carrées, pour les distinguer .

Les pistes d’entrée et de sortie sont des lignes d'impédance caractéristique Zc = 50 ohms.

Bien sur, l'ensemble est situé au dessus d'un plan de masse !

FIG112