8- Routage et CEM des cartes radio

Le routage et l'implantation des cartes RF, notamment en radiocommunications , à partir de la centaine de MHz, jusqu'à plusieurs GHZ, donnera des résultats catastrophiques si on ne respecte pas des règles précises . 

Voici quelques règles qu’il est important de connaître…

1- Routage à l'intérieur de la carte

On supposera dans tout ce qui suit  que le routage de la carte RF se fait au dessus d’une couche de masse, seule technique permettant des circuits correctement conçus.

Par ailleurs, dans le cas  classique,  la carte est placée à l'intérieur d'un boîtier métallique qui sert de blindage. Nous verrons dans le paragraphe "résonances carte /boîtier" les précautions à prendre pour fixer et relier la carte dans son boîtier.  Dans tous les cas, le boitier et la masse de la carte seront reliés notamment au niveau des entrées sorties... l


Choix du support du PCB :

Pour la grande majorité des cartes électronique, on utilise l'époxy comme substrat. 

Mais il faut savoir que ce substrat commence à présenter des pertes en UHF, A ces fréquences, le facteur de pertes (tg delta), est de l'ordre de 1/50. Cela signifie grossièrement que si nous imprimons  un condensateur uniquement avec ce diélectrique, le Qo  du circuit LC  associé ne dépassera pas 50. On évitera donc d'imprimer des capacités réparties, si  on veut des Qo assez élevés.   Il faudra s'attendre  à avoir quelques pertes si des points chauds de circuits à haute impédance ( voir chapitre 2) présentent des capacités parasites trop importantes dues au support époxy. Connaissant et appliquant ces restrictions, on peut généralement concevoir des cartes sur époxy un peu au delà du Ghz si il n'y a que des circuits à bas Q.

Un autre paramètre à considérer, c'est l'épaisseur de ce substrat. Si on utilise uniquement une couche supérieure et une couche de masse inférieure, on sera tenté d'utiliser l'épaisseur la plus standard de 16/10 mm.  Mais  l'impédance des vias de masse  présente une fraction de nanohenry. Il faudra alors placer plusieurs vias en parallèle si on veut des découplages corrects. Par ailleurs, une piste RF située à 1,6 mm de la masse commence à avoir un rayonnement non négligeable au delà du GHz,  qui peut poser des problèmes de couplage. Donc, dans la mesure du possible, il sera souvent intéressant de réduire l'épaisseur du substrat, ce qui permettra de réduire le couplage entre pistes et leur rayonnement.  

Le problème est souvent résolu quand on utilise un circuit multicouche: on pourra utiliser une couche intermédiaire comme couche de masse, et avoir donc une épaisseur de substrat plus faible, par exemple 5/10 voire moins.... On est alors gagnant du point de vue  CEM et encombrement

Bien sur, à, quelques GHz, il sera toujours intéressant de passer à des substrats prévus pour les hyperfréquences, que l'on trouve très facilement. ( téflon , Ro3000, alumine pour la bande X)  Il faudra alors tenir compte de la constante diélectrique pour calculer la largeur des lignes adaptées, et pour calculer le coefficient de vélocité....

 Une règle générale apparaîtra : plus on veut monter un fréquence, plus on a intérêt à réduire toutes les dimensions: celles des composant, celles des cartes , etc....Ce qui va naturellement dans le sens de la miniaturisation. 

Positionnement des entrée et sorties

  • -On placera autant que possible les entrées et les sorties de la carte en bord de carte, car les connections en milieu de cartes sont très difficile à traiter du point de vue de la CEM.
  • -On évitera évidemment de rapprocher l’entrée et la sortie des amplificateurs, afin d’éviter les couplages. 
  • Ce problème des entrées/sorties est essentiel dans le routage, pour la CEM. Voir le paragraphe  qui lui est consacré en fin  de ce chapitre.

La couche de « + » et les autres couches de masse:

Beaucoup de gens ont l’habitude de « remplir » de cuivre la couche dite de « plus ». Pour les cartes radio, c’est une mauvaise habitude. On peut certes router des pistes d’alimentations larges, mais le remplissage total avec du cuivre crée des surfaces assez grandes qui sont toutes des résonateurs sur certaines fréquences. Ces résonances parasites peuvent complètement perturber le fonctionnement d’une carte.

Si toutefois certains cas particuliers exigent d’avoir des surfaces cuivrées importantes en dehors du plan de masse, il faudra relier cette surface au plan de masse en de très nombreux points, disons tous les cm pour les cartes UHF, et plus près encore au-delà…Par des découplages si le potentiel est différent, sinon par des vias de masse.

Bien sur, pour les cartes multicouches, il est possible d'avoir une couche de masse pour la couche RF, et une autre couche de masse pour le reste. Mais la couche de masse "non RF" ne sera pas du côté des pistes et composants RF, elle sera donc hors des champs RF. Il faudra toutefois réunir ces couches de masses en général en quelques points, notamment prés des E/S de la carte. 

.Implantation des fonctions 

-Le positionnement des différentes fonctions et composants doit se faire de façon à réduire au maximum la longueur des liaisons entre les différentes fonctions RF.

-Incompatibilité entre certaines fonctions : Les circuits numériques rapides  sont sources de perturbations large bande, et peuvent désensibiliser un récepteur ou une fréquence intermédiaire. Ces signaux parasites pourront également produire des raies non désirées  sur les spectres des oscillateurs  ( oscillateur local de récepteur ou pilote d'émetteur) car ces signaux large bande peuvent  se mélanger avec le signal de l'oscillateur, et dégrader son spectre. 

Ce couplage parasite pourra se faire par rayonnement: on séparera par un blindage adapté les fonctions numériques et les fonctions radioélectriques.

Mais il peut aussi se faire par les alimentations . Un amplificateur Fi ou RF  pourra être perturbé  par des signaux de l'ordre du microvolt. Il s'agit alors de filtrer suffisamment l'alimentation de la fonction numérique perturbatrice, et l'alimentation de la fonction sensible....Bien sur, un filtrage correct nécessitera des impédances série dans les alimentations de chaque fonction ou étages,  car  les condensateurs de découplage seuls sont toujours très insuffisants. 

Cas particulier des inductances

  • -Une attention toute particulière sera donnée aux positions des inductances, car les champs magnétiques qui sont générés par les inductances peuvent provoquer des perturbations sur d’autres fonctions, en y induisant des tensions et courants. … On peut se protéger de ces problèmes en blindant les inductances, ou l’ensemble de la fonction où elle se trouve.  Lorsque le blindage ne semble pas nécessaire, il faut se rappeler que le champ autour d’une inductance s’étale d’autant plus loin que celle -ci  est de grand diamètre. On aura donc intérêt, dans la mesure du possible, à utiliser des selfs de petit diamètre….En n’oubliant pas que leur Qo va s’en ressentir ! par ailleurs, les inductances de deux circuits LC résonant sur la même fréquence se couplent d'autant plus que le Q des circuits est grand. N'oublions pas non plus que les inductances se couplent si les lignes de champ H de l'une passent dans l'autre. Ce sera mieux de croiser leurs axes si nécessaire...
  • -Sur les fréquences UHF et au delà, la qualité des ferrites se dégrade. Pour les circuits résonants, on n'utilisera   pas de selfs avec noyau ferrite, il suffit de voir leur Qo pour s’en convaincre…
  • -Certaines fonctions, comme les filtres à forte réjection,  ou les amplis RF ou Fi, peuvent exiger une inductance en entrée et une autre en sortie. Ces fonctions nécessitent une isolation importante entre les entrées et sorties, on vérifiera donc que ces inductances ne sont pas couplées . Par exemple, pour un filtre à quartz, il n’est pas rare de nécessiter un couplage parasite inférieur à - 80 dB entre entrée et sortie…

 Les pistes d’alimentations

Normalement, les pistes d’alimentation ne sont pas parcourues par des courants RF . On leur  appliquera donc les règles classiques de routage.

A noter qu’il est important d’éviter aux courants RF de circuler dans les alimentations, car ils peuvent provoquer de nombreux problèmes. Pour cela, il est impératif que l’alimentation de chaque fonction RF soit filtrée. Nous avons vu que les condensateurs de découplages étaient loin de présenter une impédance nulle à ces fréquences. Donc il faudra toujours placer une cellule de filtrage comportant au moins une impédance série pour chaque étage. Si le courant consommé est faible, ce sera une résistance, suffisamment faible pour produire une chute de tension négligeable ( quelques centaines de mV) ... Si on veut éviter une chute de tension,  on peut  la remplacer par une inductance….Mais attention, Il faudra choisir une inductance possédant une capacité parallèle faible. Pour éviter ce problème ( et le coût…) , il est plus intéressant de placer une self dite « d’arrêt » à ferrite  ( beads ferrite en CMS) . Ces selfs possèdent très peu de capacité parallèle, elles sont constituées de ferrite entourant le conducteur. On met ici à profit le facteur de perte de la ferrite pour amortir toute résonance.

Pour les étages RF de puissance, qui peuvent consommer plusieurs ampères on vérifiera que la self à ferrite supporte le courant sans trop se saturer. 

Comme chaque étage est convenablement filtré, la disposition des alimentations "en étoile" à partir de l'alimentation centrale n'est généralement pas nécessaire, sauf pour éviter des problèmes de chute de tension créés par un étage de puissance . 

Exemple d'alimentations de deux étages , figure ci-dessous:

On voit les résistances série ( format 1206) et les condensateurs de découplage associés ( format 0805) .La longueur des pistes d'alimentation devient critique côté découplages.

On notera que le découplage de l'étage N°2 est moins bien que le découplage de l'étage N°1, car le condensateur de découplage de l'étage N°2 a une piste plus longue. Au contraire, la piste qui va vers l'étage N° 1 "passe" par le condensateur de découplage.

decouplage dessin

Les pistes des capacités de découplage d'alimentation 

Important ! L'inductance parasite du condensateur et de sa piste risque de réduire à néant l'effet du découplage...( voir le chapitre 6 !  )  

Un condensateur de découplage de forte valeur présentera donc toujours une inductance parasite , de quelques nH pour un boitier CMS 1206, par exemple. Cette inductance est constituée du boitier (par exemple environ 2 nH pour un boîtier CMS 1206) , de la piste qui va au via de masse, et du via de masse lui-même.  Il est indispensable de réduire  l'inductance totale , en réduisant la piste au minimum possible. Si le substrat n'est pas très fin, il faudra aussi placer plusieurs vias de masse en parallèle, et au plus près du boîtier du condensateur. "Au plus près" signifie qu'on va se heurter à des problèmes de soudure: Si le via de masse est trop près de la soudure du condensateur, on observera un phénomène bien connu : la soudure en fusion va descendre dans le via et le condensateur sera mal soudé... Il y a donc une distance minimale à respecter, qui dépend des processus de fabrication. Entre autre, on placera le vernis d'épargne de soudure sur le via... 

Mais il ne faut pas se faire d'illusion, en UHF, l'impédance d'un condensateur de découplage large bande , donc de valeur élevée, ne sera jamais nulle, elle sera toujours inductive ...

On a vu au chapitre consacré au condensateur réel qu'il était possible de réduire cette impédance parasite en utilisant la résonance série de l'inductance parasite et de la capacité. Mais cela n'est valable que sur une bande de fréquence !  Pour fixer les idées, un condensateur CMS de 47 pF au format 1206, avec la piste et le via réduits au minimum, présentera une inductance totale de l'ordre de 3 nH, et constituera un circuit LC série aux alentours de 400 MHz. Autour de cette  fréquence,  son impédance sera très basse, mais au delà de de cette fréquence, son impédance deviendra inductive  et commencera à remonter.

Exemple ci-dessous, l'impédance d'un condensateur CMS 47 pF en boîtier 1206, avec 1 mm de piste environ 

z47pF

Découplage de l’alimentation des circuits intégrés.

  • Comme tous les découplages, sa piste sera très courte. La valeur du condensateur sera choisie de façon à découpler toutes les fréquences en jeu. En général, on place de l’ordre de 0,1 µF. Mais on a vu qu’aucun découplage ne présente une impédance nulle. Aussi est –il conseillé de placer une impédance dans la piste d’alimentation ( petite résistance ou ferrite d’arrêt) pour isoler le circuit de l'alimentation générale du point de vu bruit.
  • On s’assurera que le trajet dans la masse entre la masse du condensateur de découplage et le (-/ masse ) du circuit est le plus court possible.
  • Si on place une ferrite en série avec l’alimentation, ou une petite résistance, ce qui est une bonne idée pour empêcher des signaux polluants de remonter vers l’alimentation, on s’assurera que la capacité de découplage du boîtier est suffisante pour fournir les pics de courants demandés par le circuit intégré. 

La mise à la masse des émetteurs des transistors en UHF! Les amplificateurs RF à transistors nécessitent un découplage correct de l’émetteur du transistor ou une mise à la masse très courte. On s’attachera à réduire au maximum la longueur de la piste du condensateur de découplage. Cependant, attention, si on réduit la valeur du condensateur de façon à réduire l’impédance totale du découplage, on s’assurera que le découplage résultant n’est pas capacitif, dans la bande considérée car ce sera source d’instabilité pour un amplificateur à émetteur commun.

La figure ci-dessous montre le découplage de l'émetteur d'un transistor en boîtier SOT23: Le condensateur de découplage sera connecté "au plus court" vers le via de masse , alors que la résistance d'émetteur ne nécessite pas la même attention. 

dessin decouplage emetteur

Les pistes « lignes de transmission »

Elles vont transporter le signal RF sur des longueurs non négligeables. Voir le chapitre qui est consacré aux lignes de transmission, et les précautions à prendre. En particulier, ne pas couper la masse sous la piste, et respecter le rapport W /h : largeur W et distance à la masse h pour réaliser l'impédance caractéristique requise.

N'oublions pas que des champs RF sont présents à proximité de ces  pistes, il faudra donc les tenir à l'écart des zones sensibles ou polluantes. 

Sur du substrat époxy avec une couche de masse , l'impédance caractéristique de 50 ohms sera obtenue avec un rapport W/h = 1,85   Si l'épaisseur h du substrat est de 1,5 mm, il faudra une largeur w = 2,8 mm. 

Si le transport d'un signal s'effectue sur une distance très faible, par exempe moins de 1% de lambda, il n'est pas utile de passer par une ligne de transmission "adaptée" : Si les signaux sont à haute impédance, on placera une liaison en piste étroite pour ne pas rajouter de capacité parasite. On peut toujours prévoir ce que devient une impédance au bout d'une piste de largeur et longueur données , grâce à l'abaque de Smith. 

Ne pas oublier que si la piste est le siège d'un courant, il passe un courant égal et opposé dans la masse sous la piste ( nous y reviendrons plus loin)  

Les pistes qui relient les éléments L et C des filtres.

Les capacités et les inductances parasites, si on n’en tient pas compte, auront pour conséquence que la résonance aura lieu sur une fréquence plus basse que prévue par la simulation. 

Les pistes qui relient entre elles les capacités et les inductances dans la maille des réseaux LC possèdent des capacités parasites très influentes si elles sont côté point chaud. Mais dans tout le reste de la maille, ces pistes, même courtes, introduiront aussi une inductance pas du tout négligeable en UHF . Ainsi, côté point froid, pour une piste courte de quelques millimètres rejoignant la masse, la capacité aura peu d’influence (puisque on est à basse impédance et que la capacité se place en parallèle.) Dans ce cas, la piste peut être assimilée à une inductance. Pour W/h = 1, on pourra compter environ 0,5 nH /mm. Il faudra y rajouter l’inductance apportée par le via de masse lui-même.

La solution idéale sera de tenir compte de ces pistes, même courtes : Lors de la simulation, on pourra  représenter les pistes qui relient les selfs et condensateurs  par des lignes de transmissions, et tenir compte du w/h pour calculer Zc, et les inclure dans le schéma.  

Quant aux "pastilles" et "aplats" pour souder les composants, on peut les assimiler à des capacités qui ne sont plus négligeables en UHF. La capacité d'une pastille par rapport à la masse est supérieure  à ce qu'on pourrait calculer si on  considère seulement sa surface et le  condensateur plan qu'elle constitue: Si la pastille a un diamètre du même ordre que l'épaisseur h du subsrat, cette capacité est facilement doublée...

(Le problème de l'inductance parasite se pose particulièrement pour les circuits LC des étages RF de puissance : Voir le chapitre  'un ampli UHF de puissance" )


Exemple du circuit LC ci-dessous, composé d'une inductance, d'un condensateur CMS , et de deux vias de masse. :

- La "piste en pied de self" aura pour effet d'augmenter l'inductance série. Cette propriété peut être parfois utile, si on a besoin d'une inductance légèrement supérieure. Elle ne modifie pas la capacité d'accord.

- La piste au point chaud aura double effet : augmenter la capacité d'accord, et aussi augmenter l'inductance. 

- La piste en pied de condensateur rajoute évidemment de l'inductance série au circuit, et vu du point chaud, elle aura pour effet de diminuer l'impédance du condensateur, puisqu'elle rajoute une réactance positive en série. Cet effet peut être néfaste pour certaines configurations d'adaptations d'impédance...aussi on prendra l'habitude de réduire cette piste autant que possible.

- Le trajet dans la masse doit généralement être réduit pour éviter de coupler le circuit au reste de la carte ( voir paragraphe suivant) 

Une façon aisée de prendre en compte les capacités et inductances parasites des pistes, c'est de les modéliser par un segment de ligne d'impédance caractéristique donnée.

LC dessin

Les Chemins dans la masse.

  • Pour éviter le couplage entre les circuits résonnants, et le reste de la carte le courant dans la maille d’un circuit résonnant à fort Q ne doit pas parcourir un long chemin dans la masse. ( voir l'exemple ci-dessus) Cela signifie ici que la masse de l'inductance et  la masse du condensateur d’un circuit LC à forte surtension doivent être proches. On peut même (à condition que cela ne rajoute pas trop de longueur de piste dans la maille.) connecter la masse du condensateur à la masse de la self, et porter leur point commun à la masse…
  • Pourquoi cette précaution ? Dans la maille d’un circuit LC, le courant à la résonance peut être élevé si le Q est élevé. Si ce courant va d’un point du plan de masse à un autre point, il crée dans cette masse une tension qui peut exciter un autre circuit résonnant sur la même fréquence, ou une résonance ailleurs dans la carte.   Notons que si chaque  circuit LC est entièrement dans un blindage, les courants se déplacent sur la surface intérieure du blindage,  donc ne sont pas vus à l’extérieur  et il n'y a plus de couplage par les masses.

Exemple ci-dessous, d'un circuit LC dans le collecteur d'un transistor SOT23: Les vias de masse du condensateur d'accord et du découplage sont très proches, car le trajet dans la masse entre ces deux vias est inclus dans la maille du circuit LC....

Il faut aussi que la piste du condensateur de découplage soit courte, sinon il y aura une tension RF sur la résistance d'alimentation, d'où des pertes si cette résistance est petite. 

On aurait pu placer la capa d'accord directement en parallèle sur la self, ce qui éviterait au condensateur de découplage et au via de masse d'être dans la maille de résonance

decouplage collecteur

Le point chaud des circuits résonants à fort Q: 

Si on recherche un circuit à très forte surtension et à faible perte,  la  capacité parasite de la pastille ou de l'aplat de cuivre sur lequel est soudé le composant  pose un  problème : le facteur de pertes de l’isolant époxy ( le tgte delta est de l’ordre de 1/50 à 500 MHz) dégrade le Qo du circuit. La solution, c’est évidemment dans ce cas particulier, de réduire la surface  de ce point pour réduire la capacité par rapport à la masse, ou bien d’avoir un substrat différent, ou de prévoir un nœud haute impédance « en l’air » .  

Capacités parasites des "pastilles" .

Sur les points chauds des circuits résonnants, les capacités des pastilles et des pistes auront un effet rarement négligeable .

On a vu que les pistes  peuvent être modélisées par des lignes d'impédance caractéristique donnée par le rapport W/h . Donc, pour ces pistes, la capacité ( et l'inductance) est déjà prise en compte. 

Sinon, une surface  cuivrée   présentera une certaine capacité par rapport à la masse. Cela peut être le cas de composants qui dissipent de la chaleur, ou des pastilles larges.  Si les dimensions de la surface sont très nettement plus grandes que l'épaisseur du substrat, on pourra appliquer les formules d'un condensateur plan. Par exemple, 1 cm2 de cuivre au dessus d'un substrat époxy de 8/10 mm d'épaisseur  présentera une capacité de 5 pF.  Mais le dixième de cette surface ( 10 mm2) présentera   plus que  0,5 pF . 

Couplage entre deux circuits résonnants. :

Il s’agit ici des couplages non désirés à éviter:

  • -Couplage par les flux si les selfs sont proches et parallèles,
  • -Couplage par le champ électrique si les deux points chauds sont proches.
  • -Couplage par impédance commune si les mailles des deux circuits ont un chemin commun dans la masse: Le dessin ci-dessous montre deux circuits LC  très mal routés: la maille de chaque circuit  possède un long chemin dans la masse, (le trajet  du courant qui va de la masse de la self à la masse du condensateur) . Or, ce trajet est presque le même pour les deux circuits, d'où un couplage parasite important...

LC couples

Impédance des vias

Les vias n’ont pas une impédance nulle. En UHF, une bonne simulation doit en tenir compte. L’impédance d’un via est d’autant plus grande que le via a un petit diamètre et que le substrat est épais. On évitera donc les diamètres trop petits. A titre d’exemple, pour un via de diamètre 6/10 de mm, l’inductance d’un via sera :

  • Epaisseur du substrat    1,6 mm       0,8 mmm          0,4 mm

Inductance               0,25 nH   0,1 nH      0,03 nH

Si le via est utilisé pour mettre à la masse les composants d’un circuit LC à fort Q , il faudra aussi tenir compte de sa résistance, certes faible… mais on a vu que la moindre résistance série dégradait le Qo. On n’hésitera pas à placer plusieurs vias en parallèle. Pour réduire l’impédance des vias, on peut aussi réduire l’épaisseur du substrat,c’est ce qu’on fait en hyperfréquences en adoptant des circuits très fins. 

Rayonnement des pistes.

  • Les pistes rayonnent d’autant moins que l’épaisseur h du substrat est faible !
  • Il faut distinguer le champ proche, à une distance du même ordre de grandeur que la distance h piste-masse. On évitera de coupler d’autres pistes à une piste parcourue par un courant RF. La distance varie évidemment en fonction du problème, mais il faut éviter de placer une piste à moins de 3 fois l’épaisseur du substrat Le champ proche décroît très vite dès qu'on s'éloigne de la piste. Le danger que l’on court, c’est que la piste couplée à une piste RF ne soit pas traitée comme une piste RF, et amène de l’énergie RF en des endroits où elle est perturbatrice ou rayonnée.
  • Le champ lointain aux fréquences élevées, est fonction de la distance piste masse exprimée en longueur d’onde. Ce rayonnement est donc plus important aux fréquences élevées. . Dans ce cas, le rayonnement est une onde électromagnétique qui se propage assez loin. Cependant, avec des distances entre piste et masse de l’ordre du mm, ce rayonnement est assez faible en UHF ( pas en bande S ou  x !) . Pour l’éviter, dans les cas très critiques, on peut placer une bande large de masse ( deuxième plan de masse) au dessus de la piste , qui sera reliée par de nombreux vias au plan principal. Il s’agit alors d’une ligne triplaque, dont il faudra calculer l’impédance caractéristique.
  • Cependant, l’expérience montre que, dans la majorité des cas, si le substrat est peu épais,  les rayonnements électromagnétiques proviennent surtout de composants nettement plus hauts que les pistes. Ces composants créent des champs et des courants plus éloignés du plan de masse, et donc qui rayonnent plus que les pistes. 

Entrées Sorties des blindages internes .

Il s'agit des petits blindages qui entourent certaines fonctions de la  carte. les pistes sont toujours supposées courir au dessus du plan de masse...   

  • Il faudra traiter chacune des connexions d’entrées /sorties, car un blindage est inefficace si les perturbations sont amenées par les conducteurs qui entrent dans la partie blindée.
  •  Le filtrage consistant en une capacité de découplage seule n’est pas suffisant, car nous avons vu que les capacités de découplages étaient loin d’avoir une impédance nulle. On aura donc à mettre une cellule de filtrage en « L » , en plaçant une impédance en série dés l’entrée dans le blindage . Immédiatement derrière, une capacité de découplage ira vers la la masse le plus près possible du blindage.( voir figure ci-dessous, on peut permuter "extérieur " et "intérieur". 
  • L‘impédance série peut être une résistance d’au moins une centaine d’ohms, si les signaux à filtrer le permettent. Sinon, on utilisera une ferrite CMS ,  plutôt qu’une vraie inductance CMS qui risque d’avoir une petite capacité parasite en parallèle et de créer une résonance. 
  • Seules les connexions concernées par  les signaux Rf ne pourront pas être filtrées…

decouplage blindage

  • Les résonances parasites sur les pistes:
  • Deux condensateurs de découplage d’une piste d’alimentation, distants d’une longueur x créent une ligne résonante de longueur lambda/2. Par exemple, deux condensateurs distants de 5cm qui découplent une piste sur époxy forment un résonateur vers 1500 MHz . Ces résonances seront bien amorties si les fonctions alimentées présentent à l’alimentation des résistances de quelques dizaines d’ohms ( résistances ou ferrites) . C’est une autre bonne raison de placer ces impédances en série avec l’alimentation de chaque fonction, elles "amortissent" les résonances éventuelles sur la piste d'alimentation. 

2- Traitement des entrées/sorties de carte, le mode commun.

Les perturbations par « mode commun » sont les problèmes essentiels de la CEM. Aussi allons nous nous y arrêter un instant. Nous parlerons de « susceptibilité » lorsqu’ un appareil peut être perturbé par un rayonnement extérieur, et nous parlerons de « rayonnement » lorsque l’appareil rayonnera des signaux perturbateurs vers l’extérieur.

Dans le paragraphe « mesures en RF », nous donnons des méthodes pour tester un appareil selon ces deux critères. 

Mode symétrique et mode commun :

Voir FIG85

Mode symétrique : Lorsque un signal « utile » arrive ou sort d’une carte électronique, ce signal est amené par deux conducteurs, le conducteur aller et le conducteur retour. Par exemple : l’alimentation, une ligne téléphonique, ou encore un câble coaxial. Les deux conducteurs sont proches, donc les champs induits vers l’extérieur se compensent...De  même, les champs extérieurs induisent dans ce circuit des tensions opposées. Ce sont  les conditions idéales, peu de rayonnement et peu de sensibilité (susceptibilité) au monde extérieur.


mode symetrique

Mode commun : Supposons que le câble de liaison soit soumis à un champ électromagnétique . Ce champ va induire dans les conducteurs des courants de même sens. On a ce cas de figure si le câble est éloigné de la masse (qui est le chassis en général. )

Si ces courants entrent dans le boîtier, ils doivent forcément ressortir, car ils vont vers la surface extérieure du boîtier , où ils rejoignent l’environnement par capacité et rayonnement..

mode commun

Les effets des courants de mode commun...

Si ces courants  parcourent de longs trajets à l‘intérieur de la carte électronique, nous aurons des problèmes de susceptibilité CEM.

Les problèmes apparaîtront aussi si les fonctions de la carte génèrent des signaux rapides et si ces signaux sortent par le câble et sont rayonnés : Le but de la CEM, c’est donc d’empêcher les courants de mode commun d’entrer sur la carte, et les courants présents sur la carte, de sortir par les câbles "en mode commun".

Si la carte est protégée en susceptibilité, elle le sera aussi en rayonnement : les solutions pour éviter les problèmes de CEM sont les mêmes dans les deux sens….Pour concevoir la protection, on peut donc raisonner dans le sens qu’on désire. Nous allons ci-dessous raisonner dans le sens extérieur vers carte ( susceptibilité) . 

.

 Le trajet du courant de mode commun : Un exemple de carte dans son boîtier métallique...

Pour éviter ces courants de mode commun, il faudra donc considérer avec attention les entrées/sorties de la carte. La carte peut être unique. Dans ce cas, les entrées sorties seront les entrées sorties extérieures à l'appareil considéré. Essayons de voir par un exemple quel chemin ces courants vont emprunter dans le boîtier pour ressortir, car ils vont ressortir! 

Considérons la figure ci-dessous : un courant de mode commun ( en rouge) qui entre par un conducteur extérieur. Voici par exemple le chemin qu’il va parcourir pour ressortir :

Le courant passe par le connecteur, puis passe sur une piste qui mène à un condensateur de découplage, puis la piste mène à un via qui va faire passer le courant dans la couche de masse sous la carte. Le courant va alors arriver à une liaison carte – châssis (colonnette…) . Puis il va circuler à la surface intérieure du boitier jusqu’à ressortir par l’ouverture d’accès du câble, puis enfin le courant de mode commun va circuler à la surface extérieure du boîtier. (Le courant RF ne traverse JAMAIS la paroi.)

Si nous permettons au courant de mode commun d’entrer sur la carte, il va parcourir ainsi une sorte de boucle qui rayonne dans le boîtier…. il va circuler aussi dans la masse, donc y produire des tensions parasites , etc…

FIG86

decouplage d'entrée

Il faudra donc réduire au maximum le trajet que nous venons de décrire :

  • -Connecteur très proche de l’ouverture du boitier
  • -Condensateur de découplage très proche du connecteur,
  • -Via de masse très proche du condensateur
  • -Colonnette de liaison au châssis très proche du via de masse.
  • -Retour vers l’ouverture le plus court possible.

.

Cette réduction du trajet n'est vraiment efficace que si la fréquence ne dépasse pas quelques centaines de MHz. Au delà , en UHF, les impédances sont plus grande, et il devient difficile de réduire suffisamment cette boucle à l'intérieur du boîtier. Pour cette raison, en UHF et au delà, on aura souvent intérêt à introduire une impédance ( ferrite par exemple) en série avec le conducteur, et ceci dès l'entrée, ce que nous verrons un peu plus loin

  • Nous pouvons tenter de réduire à zéro ce trajet dans le boîtier, en plaçant un découplage du courant de mode commun déjà au niveau de l’ouverture…C’est ce qui est réalisé lorsqu’on veut une très grande protection CEM : Il existe des condensateurs dits « by pass » qui se soudent directement sur la paroi … Le courant de mode commun n’entre plus sur la carte : FIG87
  • Mais les condensateurs "by pass" sont onéreux ...

FIG87

En UHF et au delà, une boucle  à l'intérieur du boîtier,  si petite soit-elle rayonnera dans celui-ci.  On va donc de préférence bloquer les courants de mode communs   dès l'entrée, grâce à une impédance série très proche de l'ouverture. Il faudra traiter ainsi TOUTES les connexions d'entrée....Y compris la masse.  On préfèrera parfois  connecter la masse sur le boîtier lui-même, sans faire entrer ce conducteur de masse dans le boîtier. 

L'impédance série peut- être une résistance de quelques centanes d'ohms, si le signal transporté l'autorise. Si on ne veut pas de chute de tension, pour les alimentations, par exemple, on utilisera une inductance CMS ( Bead) , en s'assurant qu'elle supporte le courant demandé...

FIG88

  • Et pour les signaux utiles  très rapides?  Le problème, c’est que si nous voulons traiter une connexion très rapide, cette impédance série citée ci-dessus  va être gênante. Pour cette raison, les signaux très rapides et les signaux RF doivent arriver par un câble blindé (coaxial…) . Comme les courants de mode commun circulent à la surface extérieure du blindage, il suffit d’avoir un contact entre le blindage du câble et le boîtier au niveau du passage du câble. Le courant de mode commun passe alors directement à la surface extérieure du boîtier sans pénétrer à l’intérieur de celui-ci : FIG89 ci contre. 

FIG89

Entrées /sorties de la RF :

Les signaux RF sont un exemple de signaux très rapides...

A l'extérieur de la carte, ces signaux RF sont amenés par des câbles coaxiaux . Le courant de retour dans un câble coaxial circule normalement à la surface intérieure du blindage du câble, en mode symétrique...  Ici, le phénomène de courants de mode commun va se traduire par un courant  circulant à la surface extérieure du câble coaxial , c'est le "courant de gaine". 

 Nous devons redouter le courant de gaine. Un tel courant transforme les câbles en antenne , avec tous les problèmes qui peuvent en découler : auto-oscillation de amplis RF à fort gain, CEM, etc...

Pour l'éviter, il faudra que la masse du connecteur coaxial ait une liaison à la masse de la carte aussi directe que possible, et proche de la connexion de l'âme du câble. Si le connecteur n'est pas côté plan de masse, il faudra plusieurs vias de masse pour réaliser ce contact .

Par ailleurs, si la carte est dans un boitier blindé, il faudra que le blindage du câble soit en contact avec le boîtier au niveau de son entrée dans celui-ci. De cette façon, un courant circulant à la surface extérieure du câble coaxial sera directement dérivé vers la surface extérieure du boîtier, et l'entrera pas dans le boîtier. 

Liaisons entre cartes.

Si on a plusieurs cartes reliées entre elles, il faudra considérer les liaisons de la même façon que décrit plus haut:

A tout conducteur amenant un signal doit être associé le conducteur de "retour" le plus proche possible, très souvent la masse. 

  S'il s'agit de  conducteurs de signaux lents, on doit simplement craindre la susceptibilité, c'est à dire des perturbations par des champs extérieurs. Comme déjà indiqué, il faudra que ces conducteurs soient proches du plan de masse commun aux cartes, ce plan de masse constituant le conducteur "retour".

S'il s'agit de conducteurs de signaux  rapides, il faudra aussi craindre le rayonnement de ces conducteurs. Là aussi, il faudra que le trajet du conducteur de retour soit proche du trajet du conducteur amenant le signal.  L'idéal, c'est d'utiliser un câble coaxial faisant la liaison entre les deux cartes.  

Dans le cas de signaux moins perturbants, on pourra simplement prévoir une liaison entre la masse de la carte et le châssis à proximité immédiate  des entrées sorties. Par exemple, par  des colonnettes carte-châssis à proximité de ces entrées sorties. 

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Résonance parasite Carte / boîtier

  • -Ces résonances parasites peuvent être très nuisibles, en renforçant les rayonnement non désirés de la carte, ou en la rendant susceptible à certaines fréquences .
  • Des résonances parasites apparaîtront lorsque la carte est fixée dans un boitier métallique : Entre deux points de contact du plan de masse au boîtier ( par exemple colonnettes à distances D ) , on aura là souvent un résonateur en demi-onde…La solution, c’est de prévoir des contacts carte châssis suffisamment rapprochés pour que l’écart entre deux fixation représente une demi-onde pour des fréquences très supérieures à celle en jeux sur la carte. Une bonne solution, c’est de prévoir un contact tout le long, entre le bord de carte et le boîtier,

fixation carte

  • -N’oublions pas aussi qu’une carte placée dans une boite métallique fermée est enfermée dans une cavité résonante. Le boitier peut résonner sur des fréquences pour lesquelles la plus petite dimension mesure une demi-onde. (le boitier fait alors un guide d'onde, on pourra évaluer sa fréquence de coupure en modes guidés ...) La fréquence de résonance sera même abaissée et devenir gênante si des éléments métalliques ( blindages…) réduisent la distance à la face supérieure du boîtier.( voir figure ci-dessous) .
  • Dans certains cas, on sera obligé de coller sur la face supérieure du boitier une plaque de ferrite souple qui amortit les résonances de la cavité .

resonance boitier

  • Très souvent, on sera obligé de placer des "capots" ( blindages internes) pour blinder certaines fonctions de la carte. Les remarques précédents s'appliquent. Si le capot est grand, il faut vérifier si l'intérieur du capot n'est pas une cavité résonante aux fréquences élevées. Nous devons alors fixer notre attention sur deux risques ; cavité résonante dans le boîtier , et cavité résonante dans le capot. En principe, cette dernière cavité étant plus petite, les fréquence en jeu seront plus élevées, mais celà reste un problème majeur à plusieurs GHZ....
  • A ces fréquences, on pourra réduire les résonnances parasites du boîtier en collant sur la grande face intérieure une plaque absorbante en matériau chargé en ferrite ,  prévu à cet effet.