8- Routage et CEM des cartes radio

Le routage et l'implantation des cartes RF, notamment en radiocommunications , à partir de la centaine de MHz ( VHF) , jusqu'à plusieurs GHZ ( UHF)  donnera des résultats catastrophiques si on ne respecte pas des règles précises . Ce qui est vrai pour le routage en radiocommunications le sera aussi pour les cartes numériques rapides...

Nous nous intéresserons aussi  aux interactions entre la carte et son boîtier/blindage,  et aux traitements des entrées et sorties  pour les problèmes de CEM .

Le plan du chapitre est donc le suivant :

- Choix du support du PCB.

- Le plan de masse. 

- Placement routage en radiofréquences 

-Traitement CEM des entrées /sorties,  le mode commun

 - Résonances parasites cartes/boîtier

Note: 

Le traitement et le routage CEM des entrées sorties de cartes RF étant un  problème général, ceux qui sont intéressés seulement par le traitement CEM pourront descendre directement au paragraphe " traitement CEM des entrées sorties, le mode commun" ou aller au chapitre 19 de ce lien, plus détaillé.... 

Choix du support du PCB :

L'isolant 

Pour la grande majorité des cartes électronique, on utilise l'époxy (FR4) comme substrat.

 Ce substrat convient bien  pour les circuits numériques, même rapides, mais peut poser des problèmes   pour les circuits radio-fréquences s'il y a des circuits résonants avec des Q élevés.

Il faut savoir que ce substrat commence à présenter des pertes en UHF, A ces fréquences, le facteur de pertes (tg delta), est de l'ordre de 1/50. Cela signifie grossièrement que si nous imprimons  un condensateur uniquement avec ce diélectrique, le Qo  du circuit LC  associé ne dépassera pas 50. 

  Il faudra s'attendre  à avoir quelques pertes si des points chauds de circuits RF accordés  ( voir chapitre 2) présentent des capacités parasites trop importantes dues au support époxy. Connaissant et appliquant ces restrictions , on peut généralement concevoir des cartes sur époxy  au delà du Ghz s'il n'y a que des circuits à Q modéré .

Bien sur, pour la RF de quelques GHz, il sera toujours intéressant de passer à des substrats prévus pour les hyperfréquences, que l'on trouve très facilement. ( téflon , Ro3000, alumine, pour la bande X).  Il faudra alors tenir compte de la constante diélectrique pour calculer la largeur des lignes adaptées, et pour calculer le coefficient de vélocité....( voir chapitre 3) 

Epaisseur du substrat 

 Souvent, on  utilise la face supérieure pour le placement /routage des circuits RF, et donc  une couche de masse  sous cette face. S'il n'y a que deux couche de cuivre ( composants et plan de masse) on  sera tenté, pour des questions de rigidité,  d'utiliser l'épaisseur la plus standard de 16/10 mm.  Mais  l'impédance des vias de masse  présente une fraction de nanohenry. Il faudra alors placer plusieurs vias en parallèle si on veut des mises à la masses correctes. Par ailleurs, une piste RF située à 1,6 mm de la masse commence à avoir un rayonnement non négligeable au delà du GHz,  qui peut poser des problèmes de couplage.  Enfin, une piste d'impédance caractéristique 50 ohms  aura une largeur de 2,8 mm, ce qui tient beaucoup de place...Donc, dans la mesure du possible, il sera souvent intéressant de réduire l'épaisseur du substrat, par exemple à 8/10 voire moins, ce qui permettra de réduire le couplage entre pistes et leur rayonnement, mais aussi la  largeur des pistes "adaptées" .  Un substrat  mince permettra aussi un meilleur refroidissement des composants qui dissipent de la chaleur.  

Par contre, un substrat plus mince apporte plus de capacités parasites, si on ne réduit pas aussi les formats de composants et leurs aplats. 

Epaisseur du cuivre :

Un cuivre fin permet une finesse (classe)  de carte supérieure .

On devra s'intéresser à l'épaisseur pour les problèmes de dissipation, car beaucoup de composants dissipent la chaleur par  les connexions.

Pour les fréquences  élevées, le courant circule seulement en surface, sur une épaisseur dite "épaisseur de peau" . Donc l'épaisseur ne jouera plus sur la résistance du conducteur. A contrario, cette épaisseur jouera sur la résistance au continu et aux fréquences basses  ....

Dimensions  de la carte et des composants:

Une règle générale apparaîtra : plus on veut monter un fréquence, plus on a intérêt à réduire toutes les dimensions: celles des composant, celles des fonctions, et donc celles des cartes , etc....Ce qui va naturellement dans le sens de la miniaturisation, s'il n'y a pas de problèmes de puissance, bien sur. 

En UHF, l'utilisation des composants CMS sera évidemment la règle....

Le plan de masse 

Nous verrons qu'en principe cette couche de masse ne devra pas comporter de fentes , c'est à dire de trous de périmètre supérieur à quelques millimètres... A la rigueur, on pourra faire passer des pistes très courtes ( 2 ou 3mm en UHF)  coté plan de masse.  

Circuits multicouches:

S'il y a sur le circuit des fonctions non RF, il faut éviter des couplages entre la RF et ces fonctions. Le plan de masse restera  la couche de cuivre  juste en dessous de la couche RF , qui comprend les pistes RF et les soudures des composants RF. 

 On pourra parfois  faire passer des pistes "non RF", notamment les alimentations sur une troisième couche située de l'autre côté du plan de masse. On évitera ainsi de coupler les pistes d'alimentation aux piste RF , on évitera aussi de croiser des pistes, le côté purement RF s'en trouvera éclairci , ce qui permettra d'éloigner les fonctions  RF qui pourraient se perturber. On est aussi  gagnant du point de vue CEM et encombrement.

Mais dans une telle carte multicouche, la couche de masse RF n'est pas  la couche inférieure, car  le plan de masse  doit être placé immédiatement sous la couche RF.  Ci-contre le cas où la couche de masse n'est pas la couche inférieure...Cela peut poser un problème si la carte est fixée dans un boitier métallique . Dans ce cas, en effet, il est impératif d'avoir des contacts entre ce boîtier et le plan de masse de la carte à proximité immédiate des entrées et sorties...mais aussi sur toute la  longueur, par une série de vias, afin de ne pas créer une "fente" susceptible de résonner .

  Il faudra donc  faire "descendre" une série de vias de  masse  sur les portions de la couche inférieure qui seront en contact avec le boîtier...

La couche de « + » 

Certains ont l’habitude de « remplir » de cuivre une  couche dite de « plus ». Pour les cartes radiofréquences, c’est une très mauvaise habitude . On peut certes router des pistes d’alimentations larges, mais le remplissage total avec du cuivre crée des surfaces assez grandes qui sont toutes des résonateurs sur certaines fréquences. Ces résonances parasites peuvent complètement perturber le fonctionnement d’une carte.

Cette couche du "+" peut servir  pour le routage de toutes les pistes d'alimentation....

Avec une seule couche de masse: 

On place parfois des composants de part et d'autre de la carte, avec des pistes et des composants sur une troisième couche .  

Nous aurons alors  les fonctions RF sur la face supérieure , et  sur l'autre face de la carte  des composants pour l'alimentation ou d'autres fonctions . La couche de masse commune fait alors écran et assure   la séparation  entre les fonctions d'une face par rapport à l'autre.  Normalement , les courants induits sur chaque face de la couche de masse restent localisés à la surface de chaque couche: c'est l' effet de peau.

 Pour que le couplage soit faible entre les courants de masse circulant sur une face du plan de masse, et les courants  circulant sur  l'autre face, il faut une épaisseur du cuivre plusieurs fois supérieure à "l'épaisseur de peau".... L'épaisseur de peau est de 6,6 µ à 100 MHz, et de 2 µ à 1 GHz....Cependant, sur la couche non RF, les fréquences sont  plus basses,  donc  l'épaisseur de peau plus grande,  et des tensions peuvent apparaître dans la masse côté RF.  

Ces tensions sont certes faibles, mais il faut  une isolation suffisante entre chaque face si on a  d' un côté de la couche de masse des fonctions RF sensibles ( VCO, LNA, circuits Fi...) et de l'autre côté des fonctions numériques rapides, qui sont extrêmement polluantes du point de vue CEM... 

En général, il est donc raisonnable, quand la place le permet,  de disposer toutes ces les fonctions sur la même couche supérieure, d'un même côté....mais de recouvrir chacune de son blindage...

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Parfois, deux couches de masses sont utiles: 

Les pistes des fonctions numériques sont rarement routable sur une seule couche. 

Voir le  dessin ci-dessous qui montre tous les composants  implantés sur la couche supérieure, notamment la  partie RF . Elle est au dessus du plan de masse N°1.

MAIS ATTENTION  !  Avec deux plans de masse, il faudra se méfier des résonances parasites car deux plans  parallèles constituent des résonateurs....Pour éviter ces ennuis, il faudra réunir ces deux couches de masses en de très nombreux points,  notamment en périphérie , et prés de toutes les entrées sorties de la carte. La distance entre ces vias de masse sera de l'ordre de 5 mm si on travaille en dessous du GHz, mais pas plus de 2 mm à 2 GHz. 

Avec ces précautions, il est possible de créer aussi deux plans de masse adjacents: un pour la rf, l'autre pour du numérique implanté sur l'autre face. L'isolation entre les courants de masse sera meilleure....

Ne pas oublier que ces centaines de vias ont un coût non négligeable !

Si les dimensions des surfaces dépassent quelques cm, les vias de masse en périphérie ne sont pas suffisants pour éviter des résonances parasites. Par exemple, un carré de 5 cm  présentera des résonances autour de 2 GHz....Pour cette raison, il faudra prévoir quelques vias à l'intérieur des surfaces. 

Plan de masse secondaire

Il est possible d'avoir une fonction avec un  plan de masse local sur une autre couche que celle du plan de masse. Mais, comme dit ci-dessus,  cette masse locale peut être le siège de résonances parasites . Pour les éviter, on reliera les deux plans de  masses par de nombreux  vias, notamment sur  la périphérie .  

On a vu qu'une grande surface métallique reliée au (+) est à éviter, car elle pourra aussi présenter des résonances parasites.

Mais il est  parfois indispensable, pour des raisons d'évacuation thermique, d'avoir une certaine  surface de cuivre au "plus" ....On réduira les résonances en disposant suffisamment de capas de découplages vers la masse principale sur la périphérie de cette  surface.

Placement  routage radiofréquences

Le placement routage RF consiste d'abord à positionner les entrées et sorties:

• -On placera autant que possible les entrées et les sorties de la carte en bord de carte, car les connections en milieu de cartes sont plus difficiles à traiter du point de vue de la CEM. 
• Dans la mesure du possible, il est préférable d'avoir toutes les entrées sorties sur un même côté de la carte, afin d'éviter aux  courants de mode commun de traverser la carte, car ces courants ont tendance à aller d'un connecteur à un autre .
• Ce problème des entrées/sorties est essentiel dans le routage  CEM. Voir le paragraphe consacré au mode commun  en fin de ce chapitre.
• On évitera évidemment de rapprocher l’entrée et la sortie des amplificateurs, afin d’éviter les couplages. Notamment, éviter les formes en "U" où les pistes d'entrée peuvent  se coupler aux pistes de sortie, par leurs courants de masse ou par rayonnement. Même remarque pour les filtres à grande réjection hors bande.... 

Isolation des fonctions sensibles par des blindages

En général, les fonctions  RF , pour obéir aux normes , doivent  être placées dans un blindage, pour être protégées des perturbations extérieures (susceptibilité CEM) , et pour ne pas émettre des rayonnements (rayonnements CEM).

Le blindage peut être constitué par le boîtier métallique du produit lui même . Mais  on a vu que certaines  fonctions peuvent se perturber entre elles....Dans ce cas, nous aurons plusieurs blindages ou "capots" implantés sur la carte, ou sur des cartes différentes. Nous verrons que le traitement des signaux qui entrent et qui sortent des parties ainsi blindées est primordial dans l'étude d'une carte RF.  Voir ci-dessous un exemple de disposition des blindages....  Ces blindages seront reliés au plan de masse par un grand nombre de vias. 

Un mot sur les blindages

A partir de quelques MHz,  le rayonnement  sera fortement arrêté par un blindage.  En VHF et UHF, quelques dixièmes de mm d'épaisseur sont suffisants pour avoir un blindage très efficace...

 Pour cette raison, dans l'immense majorité des cas, les "fuite" se feront par les ouvertures et par les connexions .  

Les fuites par les connexions seront traitées en détail dans ce chapitre, il s'agit des problèmes de "mode commun".

Les fuites par les ouvertures sont  souvent insidieuses. En effet, c'est le périmètre de l'ouverture qui joue un rôle important. Pour cette raison, il faudra se méfier des fentes, qui constituent de véritables pièges  ! Par exemple , deux tôles peintes qui se recouvrent constituent une fente invisible , dont le périmètre peut être grand. Une  fente de longueur égale à la demi-onde sera même une véritable antenne, complètement invisible  ! Pour cette raison, on ménagera des contacts rapprochés entre les bords de chaque fente d'un  boîtier . On trouve dans le commerce des éléments qui assurent le contact par pression entre les deux bords d'une fente : bandes de "languettes " élastiques, rondins de caoutchouc conducteurs, etc...

Blindages soudés sur la carte :

C'est pour éviter des fentes trop longues que ces   blindages sont soudés au plan de masse de la carte par de nombreux points distants de quelques millimètres. Par exemple ci-dessous, une piste entrant dans un blindage soudé sur la carte. Le blindage est soudé sur la suite continue de  vias de masse. 

Des encoches dans le blindage évitent que les pistes entrant dans le blindage ne touchent celui-ci. Dans les circuits multicouches, il sera parfois possible de faire passer très brièvement la piste sur une couche inférieure, et d'éviter les encoches dans le blindage.

.Implantation des fonctions 

- Sur la carte elle-même, le placement des différentes fonctions et composants doit se faire de façon à réduire  la longueur des liaisons entre les différentes fonctions RF, qu'il faudra relier par des lignes adaptées s'il s'agit de signaux RF. ( voir le chapitre lignes de transmission) . 

Dans le cas de circuit à deux couches, on ne dispose que d'une face pour toutes les pistes, et il faudra alors disposer les fonctions de façon à éviter  de faire croiser une piste RF par une autre piste.  

-Incompatibilité entre certaines fonctions :

Ces  couplages parasites entre fonctions pourront se faire par rayonnement: on séparera par un blindage  les fonctions qui peuvent se perturber. Mais les couplages peuvent aussi  se faire par les alimentations . Un amplificateur Fi ou RF pourra être perturbé par des signaux de l'ordre du microvolt. Il s'agit alors de filtrer suffisamment l'alimentation de la fonction numérique perturbatrice, et de  l'alimentation de la fonction sensible....Bien sur, un filtrage correct nécessitera des impédances série dans les alimentations de chaque fonction ou étages, car les condensateurs de découplage seuls sont toujours très insuffisants. 

Les principales incompatibilités : 

- Les circuits numériques rapides  sont sources de perturbations large bande, et, outre les émissions nuisibles en CEM,  peuvent désensibiliser un récepteur ou une fréquence intermédiaire de récepteur . Ces signaux parasites pourront également produire des raies non désirées  sur les spectres des oscillateurs  ( oscillateur local de récepteur ou pilote d'émetteur) car ces signaux large bande peuvent  se mélanger avec le signal de l'oscillateur, et dégrader son spectre. Des raies parasites sur l'oscillateur local d'un récepteur provoqueront des réponses parasites de ce récepteur. 

- on se méfiera aussi des harmoniques des oscillateurs ( horloges...) : Les multiples de la fréquence ne doivent pas tomber sur le canal d'un récepteur....

-  un cas particulièrement critique, c'est lorsque on a affaire à un terminal radio mobile avec une antenne incorporée:  Il sera nécessaire de blinder chaque fonction de la carte : Le rayonnement des circuits numériques rapides peut perturber la réception,  et l'émission par l'antenne peut perturber les fonctions  sensibles ( audio, etc...) .

-Notamment, un préamplificateur audio bas niveau sera facilement perturbé par un champ RF de quelques volts/m si des précautions ne sont pas prises. En particulier si ce signal RF n'a pas une enveloppe constante. On prévoira  des impédances séries  suffisamment grandes sur le trajet menant à l'entrée du préamplificateur audio: Quelques dizaines ou centaines d'ohms sont souvent suffisantes pour bloquer la RF, et transparents pour l'audio... Mais  le signal perturbateur pourra contourner  cette impédance et pourra arriver  sur l'alimentation d'un AOP.  Il est donc essentiel d'empêcher la RF  d'entrer sur la carte, en respectant  les règles de conception CEM dont nous parlerons plus loin ......

Cas particulier des inductances

• -Une attention toute particulière sera donnée aux placements des inductances, car les champs magnétiques qui sont générés par les inductances peuvent provoquer des perturbations sur d’autres fonctions, en y induisant des tensions et courants. … Dans certains cas, on peut se protéger de ces problèmes en utilisant des inductances blindées, pour des circuits à Q élevés..  Mais le blindage n'est pas toujours nécessaire. Il faut alors se rappeler que le champ autour d’une inductance s’étale d’autant plus loin que celle -ci  est de grand diamètre. On aura donc intérêt, dans la mesure du possible, à utiliser des selfs de petit diamètre….En n’oubliant pas que leur Qo se dégrade quand le diamètre diminue...C'est ainsi que les petites inductances CMS rayonnent peu mais possèdent un Qo bas...   N'oublions pas que  les inductances de deux circuits LC résonant sur la même fréquence se couplent d'autant plus que le Q des circuits est grand. Par exemple, deux circuits de Q = 100 sont complètement couplés si le centième du flux issu d'une bobine traverse l'autre bobine !  N'oublions pas non plus que les inductances se couplent si les lignes de champ H de l'une passent dans l'autre. Ce sera mieux de croiser leurs axes si nécessaire...
• -Sur les fréquences UHF et au delà, la qualité des ferrites se dégrade. Pour les circuits résonants, on n'utilisera   pas de selfs avec noyau ferrite, il suffit de voir leur Qo pour s’en convaincre…
• -Certaines fonctions, un ampli RF à fort gain, par exemple,  peuvent exiger une inductance en entrée et une autre en sortie. Si ces  fonctions nécessitent une isolation importante entre les entrées et sorties, on vérifiera  que ces inductances ne sont pas couplées . Par exemple,  pour un filtre à forte réjection hors bande, il n’est pas rare de nécessiter un couplage parasite inférieur à - 90 dB entre entrée et sortie…

Les inductances imprimées :

Pour des raisons fabrication, il sera parfois plus commode de supprimer les inductances en 3D et de passer aux inductances imprimées . on obtient ainsi une bonne reproductibilité...

Mais il faut savoir que les inductances imprimées présentent un Qo inférieur aux inductances 3D de dimensions analogues, surtout si elles sont proches du plan de masse. 

Si elles sont proches du plan de masse..  leur modélisation est plus complexe, puisque il apparaît un effet de ligne . Un avantage cependant, du fait de la proximité de la masse : elles rayonnent beaucoup moins qu'une inductance 3D de mêmes dimensions... 

 Les pistes d’alimentations

Sur les cartes à deux couches, on évitera  de placer les pistes d'alimentation sur la couche du plan de masse, ce qui oblige à créer des fentes dans la masse, sources de très gros problèmes. 

Normalement, les pistes d’alimentation ne sont pas parcourues par des courants RF . On leur  appliquera donc les règles classiques de routage.

A noter qu’il est important d’éviter aux courants RF de circuler dans les alimentations, car ils peuvent provoquer de nombreux problèmes. Pour cela, il est impératif que l’alimentation de chaque fonction RF soit filtrée. (voir plus loin "réseau de découplage) . Chaque fonction devra  posséder un découplage propre... Nous avons vu que les condensateurs de découplages étaient loin de présenter une impédance nulle à ces fréquences. Donc, pour chaque étage,  il faudra toujours placer une cellule de filtrage comportant au moins une impédance série entre le condensateur de découplage et la ligne d'alimentation . Si le courant consommé est faible, ce sera une résistance, suffisamment faible pour produire une chute de tension négligeable ( quelques centaines de mV) ... Si on veut éviter une chute de tension,  on peut  la remplacer par une inductance….Mais attention, il faudra choisir une inductance possédant une capacité parallèle faible. Pour éviter ce problème ( et le coût…) , il est plus intéressant de placer une self dite « d’arrêt » ou "de choc" à ferrite  ( beads ferrite en CMS) . Ces selfs possèdent très peu de capacité parallèle, elles sont constituées de ferrite entourant le conducteur. On met ici à profit le facteur de perte de la ferrite pour amortir toute résonance.

Pour les étages RF de puissance, qui peuvent consommer plusieurs ampères on vérifiera que la self à ferrite supporte le courant sans trop se saturer. 

Exemple d'alimentations de deux étages ,

On voit les résistances série ( format 1206) et les condensateurs de découplage associés ( format 0805) . Le condensateur de découplage sera évidemment placé du côté de l'étage à découpler.

On notera que le découplage de l'étage N°2 est moins bien que le découplage de l'étage N°1, car le condensateur de découplage de l'étage N°2 a une piste plus longue. Au contraire, la piste qui va vers l'étage N° 1 "passe" par le condensateur de découplage.

Quelques mots sur les condensateurs de découplages  

Avoir une impédance quasi nulle de l'alimentation est souhaitable ! On se méfiera des logiciels de simulation qui font croire que le générateur simulant l'alimentation a une impédance nulle. c'est évidemment faux en RF, et source de nombreux déboires.

Et un condensateur seul ne suffira pas pour filtrer ....! Il faudra une cellule avec aussi une impédance série, car, répétons-le,  l'impédance  présentée par le condensateur n'est jamais nulle...( voir le chapitre 6 !  ) 

Ce  condensateur de découplage comportera  toujours une inductance parasite , de quelques nH. Cette inductance est constituée du boitier ( environ 1 nH pour un boîtier CMS 1206) , de la piste qui va au via de masse, et du via de masse lui-même.  Il est indispensable de réduire  l'inductance totale , en réduisant la piste au minimum possible. Sachant que le condensateur et sa piste sont placés au-dessus d'un plan de masse, on pourra préciser les effets du condensateur et de sa piste en simulant l'ensemble comme une ligne. 

Enfin, il faudra aussi placer plusieurs vias de masse en parallèle, et au plus près du boîtier du condensateur.

En UHF, une bonne simulation doit tenir compte de l'inductance des vias de masse. L’inductance d’un via est d’autant plus grande que le via a un petit diamètre et que sa longueur ( épaisseur du substrat) est grande. Par exemple avec un substrat de 16/10 mm, un via de 6/10 mm de diamètre aura une inductance de 0,4 nH. Si on réduit l'épaisseur du substrat à 4/10 de mm, son inductance ne sera plus que de 0,03 nH.

Si on place deux vias en parallèle , l'impédance ne sera pas tout à fait divisée par 2 s'ils sont proches.

"Au plus près" signifie qu'on va se heurter à des problèmes de soudure: Si le via de masse est trop près de la soudure du condensateur, on observera un phénomène bien connu : la soudure en fusion va descendre dans le via et le condensateur sera mal soudé... Il y a donc une distance minimale à respecter, qui dépend des processus de fabrication. Entre autre, on placera le vernis d'épargne de soudure sur le via...

Le plan de masse possède une masse thermique importante, et le via pourra ne pas atteindre la température désirée lors du soudage. On pourra placer un "frein thermique" comme indiqué ci-contre. L'impédance rajoutée par les quatre passages est en général négligeable.... Par contre, l'inductance du via ne l'est plus à partir des UHF, si le substrat est trop épais.

Il ne faut pas se faire d'illusion, en UHF, l'impédance d'un condensateur de découplage large bande , donc de valeur élevée, ne sera jamais nulle, elle sera toujours inductive ...

On a vu au chapitre consacré au condensateur réel qu'il était possible de réduire cette impédance parasite en utilisant la résonance série de l'inductance parasite et de la capacité. Mais cela n'est valable que sur une bande de fréquence ! Pour fixer les idées, un condensateur CMS de 47 pF au format 1206, avec la piste et le via de masse réduits au minimum, présentera une inductance totale de l'ordre de 3 nH, et constituera un circuit LC série aux alentours de 400 MHz. Autour de cette fréquence, son impédance sera très basse, mais au delà de de cette fréquence, son impédance deviendra inductive et commencera à remonter.

Exemple ci-dessous, l'impédance d'un condensateur CMS 47 pF en boîtier 1206, avec 2 mm de piste environ 

A 1 GHz, pour le même boîtier, la même piste et le même via, le condensateur de  découplage optimum est de 10 pF. On devine qu'à quelques centaines de MHz, il faudra  donc  réduire les dimensions du condensateur, de la piste,  et l'épaisseur du substrat....

 Mais pour les découplages large bande , on utilise  des capacités de forte valeur. Dans ce cas, aux fréquences les plus élevées, le condensateur et sa liaison à la masse se présenteront toujours comme une inductance. En UHF , et à fortiori au delà, répétons le, il faudra réduire au maximum la longueur des pistes, utiliser des condensateurs de petits formats, utiliser un substrat plus fin qui réduit l'impédance des vias de masse , et placer plusieurs vias en parallèle, voire plusieurs condensateurs identiques proches et en parallèle.  

On est parfois tenté de placer deux condensateurs de découplage en parallèle, un de forte capacité, pour les fréquences basses, et un autre de quelques dizaines de PF pour les fréquences élevées.  On créera certes une impédance faible en UHF sur la fréquence de résonance série du petit condensateur...

Mais il y aura une bande de fréquences sur laquelle la réactance positive  du gros condensateur sera opposée à la réactance négative du petit: Sur cette bande de fréquences, on aura un circuit parallèle d'impédance assez grande.  Cela peut poser un problème en  CEM, si on  veut découpler en large bande, car on pourra observer une remontée de bruit sur cette bande...

On peut "casser" cette résonance en plaçant une résistance de 1 ohm en série avec la grosse capacité...

Ou bien mettre physiquement les deux condensateurs très proches du point de vue connexion comme le montre le dessin ci-contre :

Découplage de l’alimentation des circuits intégrés RF et logique rapide.

Le condensateur de découplage sera placé le plus près possible du point à découpler. car le chemin entre le circuit et le condensateur est commun à tous les signaux issus de la pin d'alimentation du circuit intégré. 

Comme tous les condensateurs de découplage, sa piste vers la masse sera très courte. La valeur du condensateur sera choisie de façon à découpler toutes les fréquences en jeu. En général, on place de l’ordre de 0,1 µF. Mais on a vu qu’aucun découplage ne présente une impédance nulle. Aussi est –il recommandé , comme pour tous les étages, de placer une impédance à ferrite  vers l'alimentation générale  (  ferrite d’arrêt) pour que le circuit n'injecte pas de bruit sur la ligne d'alimentation générale.

On s’assurera alors que la capacité de découplage est suffisante pour fournir les créneaux de courants demandés par le circuit intégré.

Il ne faut pas s'inquiéter de la qualité de la céramique du condensateur de découplage d'alimentation. Comme il faut des valeurs de capacité  élevées, on utilisera souvent la céramique X7R . Mais cette céramique continue de bien découpler des fréquences UHF....

Réseau de découplage d'alimentation d'un étage amplificateur UHF ou Hyperfréquences:

Son but , c'est :

- isoler l'alimentation, du signal en sortie de l'amplificateur .

- ne pas dissiper si possible le signal utile.  

- De conserver la "stabilité" de l'amplificateur;

Lors de la conception des étages Rf d'amplification, un problème souvent rencontré est celui de la "stabilité", c'est à dire de la suppression des tendances aux oscillations parasites. En effet, un étage UHF ou hyperfréquence possède des gains énormes sur les fréquences plus basses. Le concepteur s'arrange pour "adapter" le transistor amplificateur sur la fréquence utile. Mais il faut aussi se soucier de ce que voit ce transistor sur les fréquences éloignées de la fréquence utile de travail. Les simulations qui utilisent un modèle complet du transistor permettent de prévoir les "instabilités" . 

Notamment, la présence d'inductance d'arrêt de forte valeur pourra créer  une résonance sur une  fréquence bien plus basse . On évitera donc d'avoir des valeurs d'inductance supérieures à ce qui est strictement nécessaire. Souvent la solution, ce sont les beads ferrite qui sont naturellement amorties ...  

Ci-dessous un exemple de réseau d'alimentation :

Le découplage de la fréquence utile est constitué d'un condensateur de faible capacité: on utilise la résonance série pour avoir une impédance quasi nulle. Par contre sur les fréquences bien plus basses , cette capacité ne joue plus,  la bead ou l'inductance présentent une impédance faible et le transistor voit donc la résistance, ce qui améliore la stabilité en amortissant les résonances hors bande.

Découplage en hyperfréquences.

On a vu la difficulté d'avoir des capacités de découplage correctes aux fréquences très élevées. A plusieur  gigahartz, on pourra utiliser des constantes réparties pour découpler. Mais l'inconvénient, c'est  la place.....

Ci contre  un exemple de réseau utilisant des lignes : La ligne quart d'onde large ( à faible Zc)  présente un court-circuit à la fréquence utile...La ligne quart d'onde série ( étroite, à fort Zc) transforme ce court circuit en circuit ouvert vu par le transistor...

Sur les fréquences nettement plus basses, le  transistor voit la résistance  si le condensateur de découplage C2 est absent....

Ci-contre des exemples de ces réseaux en bande X. 

On remarque aussi que la source des Fets est mise à la masse au plus court, par des  gros vias sous la languette.

Parfois on fait des bêtises en voulant trop bien faire. Ainsi, si vous placez deux quart d'onde de part et d'autre de la piste à découpler, il faudra que ces deux stubs soient  identiques.

On peut penser bien faire en décalant légèrement les longueurs de chaque quart d'onde, pour découpler en large bande. C'est une erreur, car le résonateur demi-onde ainsi créé  ne découple plus la bande de fréquence située entre les fréquences des deux quart d'onde.

Pour limiter l'encombrement de la ligne quart d'onde constituant le court-circuit, on peut mettre à profit des formes plus compacte.  La forme de quart de cercle ci-contre permet de gagner au moins 30 % sur la longueur...

La largeur D de départ joue beaucoup sur la fréquence de réjection, car plus D est étroit, plus la self série est grande. Et plus la bande court-circuitée est étroite...

Les  mises à la masse au plus court, pas seulement pour les condensateurs d'alimentation....

La mise à la masse des émetteurs des transistors en UHF et au delà demande une attention particulière ! Les amplificateurs RF à transistors nécessitent un découplage correct de l’émetteur du transistor ou une mise à la masse très courte. On s’attachera à réduire au maximum la longueur de la piste du condensateur de découplage. 

Cependant, attention, si on réduit la capacité  du condensateur de façon à réduire l’impédance totale du découplage, on s’assurera que le découplage résultant n’est pas capacitif, dans la bande considérée car ce sera source d’instabilité pour un amplificateur à émetteur commun. C'est notamment un problème pour les amplificateurs avec un circuit LC accordé en entrée...

La figure ci-contre montre le découplage de l'émetteur d'un transistor en boîtier SOT23: Le condensateur de découplage sera connecté "au plus court" vers le via de masse , alors que la résistance d'émetteur ne nécessite pas la même attention.

Mise à la masse des modules amplificateurs et des tranistors .

L'impédance des vias n'étant pas nulle, il est important de la réduire . C'est le cas par exemple  des masses des modules amplificateurs mmic  intégrés "50 ohms", ou des émetteurs et des sources  des transistors hyperfréquences :

 Une tension résiduelle sur la mise à la masse d'un amplificateur modifie  souvent de façon dramatique son impédance d'entrée  et son gain.  On n'hésitera pas doubler ou tripler les vias pour réduire l'impédance de la mise à la mase. Ci-contre, le petit module est mis à la masse par 6 vias en parallèle. Et ce n'est pas de trop aux fréquences de l'ordre du GHz ou plus..... 

Soudure d'un câble coaxial sur le circuit imprimé:

Il faut toujours se rappeler qu'il existe dans la masse un "courant de retour" égal et opposé au courant circulant sur la piste de la ligne.  Pour qu'il n'y ait pas rayonnement parasite ou rupture d'impédance, ce courant ne doit pas s'éloigner du courant dans la piste. Pour souder un câble coaxial sur une carte, il est commode de  créer une masse côté composants, et d'y plaquer et souder la masse du câble.  Pour que cette masse soit bien la masse, il faudra suffisamment de vias de liaison au plan de masse inférieur, comme indiqué sur la figure.... 

Liaison entre une embase coaxiale et le circuit imprimé

Il s'agit en général d'une liaison  entre l'embase et la ligne 50 ohms sur le circuit. Pour que le courant de retour ne s'éloigne pas de la ligne, il faut  garantir deux contacts importants: 

-  le contact  plan de masse du circuit au support du circuit, en créant si nécessaire une surépaisseur sur le bord, et en  pressant fort le circuit sur son support.

- le contact  support --> masse de l'embase, par exemple en vissant fortement la vis de l'embase.  

Connecteur 50 ohms sur la carte : On se méfiera de la pastilles centrale du connecteur : Le détourage ( que certains appellent antipad) doit être suffisamment large pour ne pas apporter de capacité supplémentaire . La figure ci-contre montre une erreur à ne pas commettre, la masse entoure de trop près de la pastille centrale du connecteur.

Si le connecteur n'est pas côté plan de masse, attention à la capacité entre le corps du connecteur et la piste 50 ohms ! ( figure ci-contre) Il faut garder une distance de l'ordre de l'épaisseur du substrat.

Mais hélas ça rallonge les connexions de masse du connecteur ...Pour cette raison, il est toujours préférable que le connecteur soit côté plan de masse, de façon à réduire l'impédance entre la masse du connecteur et le plan de masse.....

Si le connecteur est à 90 degrés de la carte, on essaiera d'utiliser un connecteur adéquat dont les broches de masse inférieures sont directement soudables sur le plan de masse de la carte.

Si on utilise les broches supérieures, soudées côté composant, il faudra ramener la masse sur le plan supérieur par de nombreux vias de masse. ( schéma ci-contre)

Toujours dans le cas d'un connecteur à 90° , on peut faire une liaison "en l'air" , mais pour des fréquences inférieures au GHz...:

La liaison à la piste doit être large, une languette plutôt que du fil, proche de la masse , pour conserver le rapport w/h de l'ordre de 5 pour l'air. . En pointillé rouge, la liaison s'écarte trop , il y aura rupture d'impédance et même rayonnement.... En bleu, la rupture d'impédance est moindre , ainsi que le rayonnement. 

Connexion des modules avec socle de masse :

Pour des raisons de dissipation thermique, certains module ou certains transistors doivent être plaqués sur le boîtier métallique ou sur le radiateur situé  sous la carte pCB....Et c'est souvent  le   socle métallique du module qui est la continuité de la masse. Or, quand il passe un courant dans une piste d'entrée, il passe un courant égal et opposé dans la masse sous la piste . Ce problème est d'autant plus important que parfois il s'agit d'une liaison à très basse impédance... 

Le problème se pose alors de la liaison de ce socle au plan de masse de la carte. Lorsque la liaison à la carte est à basse impédance, en UHF et en hyperfréquences, il est important que le contact de masse se fasse immédiatement sous la piste qui entre dans le module, puisque on a vu qu'il circulait dans la masse sous la piste, le même courant que sur la piste.. 

Il y a deux contacts à garantir: le contact socle boîtier et le contact boitier plan de masse de la carte. Le dessin ci-contre montre le trajet du courant rallongé , à cause des aspérités .

On pourra utiliser une colle conductrice à l'argent, ou une calle de quelques microns, de façon que le contact se face sur le bord , où doit passer le courant....

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La mise à la masse des condensateurs d'accord :

Nous venons de voir que le trajet entre le condensateur et la masse présente une inductance. Si l'impédance -jX du condensateur est faible, cette inductance va ramener une impédance +jY en série. Le condensateur d'accord présentera donc une impédance plus basse ....

Il faudra toujours évaluer l'inductance parasite d'un condensateur d'accord, ( boîtier + piste + vias ) car cette inductance va vite modifier profondément la réactance que l'on pensait avoir....Nous y reviendrons  plus bas, avec les pistes qui relient les éléments d'un circuit LC.

Et les condensateurs de liaison entre étages ?

Nous avons vu l'importance de réduire au maximum l'inductance parasite des condensateurs de découplage vers la masse.

Le problème est différent pour les condensateurs de liaison.  L'impédance de leur connexion pourra souvent être incluse dans les impédances de sorties ou d'entrée des étages qui sont ainsi reliés. On fera toutefois attention si on relie deux impédances "50 ohms". 

Rappelons que les amplificateurs hyperfréquences peuvent avoir des gains énormes sur des fréquences plus basses. Des condensateurs de liaison de valeur limitée permettent de réduire le gain aux fréquences basses non désirées....

Les pistes « lignes de transmission »

La plupart du temps, les fonctions "RF" possèdent des entrées et sorties en 50 ohms. Ce qui signifie qu'elles sont prévues pour être "chargées" par une résistance de 50 ohms.  Si la distance parcourue par le signal pour passer d'une fonction à l'autre dépasse 1 % de lambda, il faudra relier les deux fonctions par une ligne adaptée....

Les lignes vont donc  transporter le signal RF sur des longueurs non négligeables. L'extrémité doit être chargée par l'impédance caractéristique (en général R= 50 ohms)    Voir le chapitre qui est consacré aux lignes de transmission, et les précautions à prendre. En particulier, ne pas couper la masse sous la piste, et respecter le rapport W /h : largeur W et distance à la masse h pour réaliser l'impédance caractéristique requise.

Ne pas oublier que si la piste est le siège d'un courant, il passe un courant égal et opposé dans la masse sous la piste ( nous y reviendrons plus loin) 

N'oublions pas aussi que des champs RF sont présents à proximité de ces  pistes, il faudra donc les tenir à l'écart des zones sensibles ou polluantes. 

Sur du substrat époxy avec une couche de masse , l'impédance caractéristique de 50 ohms sera obtenue avec un rapport W/h = 1,85   Si l'épaisseur h du substrat est de 1,5 mm, il faudra une largeur w = 2,8 mm. Une telle largeur est souvent gênante pour des circuits de petites dimensions, aussi avons nous vu que plus on monte en fréquence, plus on tente de réduire la largeur , et donc aussi l'épaisseur du substrat, pour conserver le W/h voulu. 

Par exemple, sur un substrat alumine utilisé en hyperfréquences, l'impédance caractéristique de 50 ohms est obtenue avec W/h = 1 . Une piste 50 ohms aura donc une largeur de 5/10 mm pour une épaisseur de substrat de 5/10 mm.

Or, plus les dimensions de la ligne sont réduites, plus les pertes augmentent. Mais pour une ligne de transmission adaptée, ces pertes seront généralement négligeables si l'ordre de grandeur de la longueur reste  inférieur à lambda. 

Si le transport d'un signal s'effectue sur une distance très faible, par exemple moins de 1% de lambda, il n'est  pas indispensable de passer par une ligne de transmission "adaptée" : On peut toujours prévoir ce que devient une impédance au bout d'une piste de largeur et longueur données , grâce à l'abaque de Smith. 

Une erreur grave, une fente sous la ligne de transmission:

Nous avons vu que la piste rayonne peu parce qu'il existe dans le plan de masse un courant de retour opposé et très proche. Mais si nous avons une fente sous la piste, le courant de masse est obligé de faire un détour , ce qui l'éloigne du courant dans la piste: nous avons alors réalsé une antenne ! 

Ruptures d'impédance de la ligne 50 ohms:

Il peut arriver que localement, on ne respecte pas l'impédance caractéristique.

Par exemple il est parfois nécessaire de réduire la largeur de la piste. Si la piste est amincie de moitié et la longueur amincie inférieure à 1% de lambda, l'abaque de Smith montre que la perturbation est négligeable.

Le coude d'une ligne de transmission: Un virage à 90 degrés d'une ligne rajoute un peu de capacité, aussi est-il de coutume de "casser" l'angle droit extérieur. C'est plus joli , c'est  utile aux fréquences hautes, pour lesquelles la partie enlevée constituait une capacité non négligeable....

Changement de couche :

Sur les circuits à plus de deux couches, on est parfois obligé de faire passer la piste de la ligne sur une autre couche. Si la couche de masse reste la même, le passage du courant image dans la couche de masse ne posera pas de problème , ce courant passera simplement sur l'autre face du plan de masse, en contournant le détourage du via central ( antipad) . 

Il faut toutefois s'intéresser à l'impédance du via qui effectue le passage . A quelques GHz, l'inductance du via voit en parallèle la capacité formée par les pistes en regard. De ce fait, l'impédance totale de la transition peut croître et poser problèmes. Si les pistes 50 ohms sont suffisamment large, il faudra  placer plusieurs vias en parallèle, comme indiqué ci-contre. 

Le problème est plus épineux quand on change aussi de plan de masse , car il va falloir créer la continuité de la liaison de masse. Les vias de masse devront rester suffisamment proches et entourer le via central pour ne pas provoquer une rupture de l'impédance caractéristique. Ce problème devient important au delà de quelques GHz, ou si la ligne véhicule des signaux numériques rapides. Ainsi, un débit de 1 GHz nécessite de conserver une adaptation d'impédance à un multiple élevé de 1 GHz, pour conserver les fronts du signal numérique.

Les pistes qui relient les éléments L et C des filtres.

Les capacités et les inductances parasites, si on n’en tient pas compte, auront pour conséquence que la résonance aura lieu sur une fréquence plus basse que prévue par la simulation. 

Les pistes qui relient entre elles les capacités et les inductances dans la maille des réseaux LC possèdent des capacités parasites très influentes si elles sont côté point chaud. Mais dans tout le reste de la maille, ces pistes, même courtes, introduiront aussi une inductance pas du tout négligeable en UHF . Ainsi, côté point froid, pour une piste courte de quelques millimètres rejoignant la masse, la capacité aura peu d’influence (puisque on est à basse impédance et que la capacité se place en parallèle.) Dans ce cas, la piste peut être assimilée à une inductance. Pour W/h = 1, on pourra compter environ 0,5 nH /mm. Il faudra y rajouter l’inductance apportée par le via de masse lui-même.

La solution idéale sera de tenir compte de ces pistes, même courtes : Lors de la simulation, on pourra  représenter les pistes qui relient les selfs et condensateurs  par des lignes de transmissions, et tenir compte du W/h pour calculer Zc, et les inclure dans le schéma. Cela évite de considérer l'inductance et la capacité de la piste. 

Quant aux "pastilles" et "aplats" pour souder les composants, on peut les assimiler à des capacités qui ne sont plus négligeables en UHF. La capacité d'une pastille par rapport à la masse est supérieure  à ce qu'on pourrait calculer si on  considère seulement sa surface et le  condensateur plan qu'elle constitue: Si la pastille a un diamètre du même ordre que l'épaisseur h du substrat, cette capacité est facilement doublée...

(Le problème de l'inductance parasite se pose particulièrement pour les circuits LC des étages RF de puissance : Voir le chapitre  'un ampli UHF de puissance" )

Exemple du circuit résonant LC ci-dessous, composé d'une inductance, d'un condensateur CMS , et de deux vias de masse. :

- La "piste en pied de self" aura pour effet d'augmenter l'inductance totale. Cette propriété peut être parfois utile, si on a besoin d'une inductance légèrement supérieure. Une petite piste en pied de self n'augmente pas la capacité d'accord.

- La piste au point chaud aura double effet : augmenter la capacité d'accord, et aussi augmenter l'inductance. Comme nous sommes ici au point chaud, il faudra se méfier des perte diélectriques si nous désirons des Qo très élevés, et réduire cette surface au minimum.

- La piste en pied de condensateur rajoute évidemment de l'inductance série au circuit, et vu du point chaud, elle aura pour effet de diminuer l'impédance du condensateur, puisqu'elle rajoute une réactance positive en série. Cet effet peut être catastrophique  pour certaines configurations d'adaptations d'impédance...aussi on prendra l'habitude de réduire cette piste autant que c'est possible.

Principe d'homothétie.

On peut se demander quel est l'effet du routage sur les éléments parasites, quand on monte en fréquence: Avons-nous introduit trop d'inductances avec les pistes, les selfs sont-elles de dimensions trop grandes, etc...? 

Le principe d'homothétie stipule que si on multiplie par k TOUTES  les dimensions spatiales, on multiplie par k les inductances et les capacités, et donc on divise par k les fréquences de résonances..  

Donc, si on  double la fréquence, il suffit de diviser par deux toutes les dimensions spatiales : celles des composants, du substrat, des pistes, des pastilles, du routage..... pour obtenir un comportement analogue du circuit LC. 

(Sauf le Qo des selfs qui sera divisé par racine de 2).

On se rendra ainsi compte que pour passer sur des fréquences de plus en plus hautes, on doit  réduire  toutes les dimensions des composants et du routage...  Pour plus de précisions, voir la fin du  chapitre 7 qui donne un exemple de transformation d'une inductance... 

Couplage entre deux circuits résonnants, il s'agit ici des couplages non désirés à éviter:

• -Couplage par les flux si les selfs sont proches et parallèles,
• -Couplage par le champ électrique si les deux points chauds sont proches.
• -Couplage par impédance commune si les mailles des deux circuits ont un chemin commun dans la masse:

Les chemins dans le plan de masse.

• Pour éviter le couplage entre les circuits résonnants, et le reste de la carte le courant dans la maille d’un circuit résonnant à fort Q ne doit pas parcourir un long chemin dans la masse.  Cela signifie ici que la masse de l'inductance et  la masse du condensateur d’un circuit LC à forte surtension doivent être proches. On peut même (à condition que cela ne rajoute pas trop de longueur de piste dans la maille.) connecter la masse du condensateur à la masse de la self, et porter leur point commun à la masse…
• Pourquoi cette précaution ? Dans la maille d’un circuit LC, le courant à la résonance peut être élevé si le Q est élevé. Si ce courant va d’un point du plan de masse à un autre point, il crée dans cette masse une tension qui peut exciter un autre circuit résonnant sur la même fréquence, ou une résonance ailleurs dans la carte.   Notons que si un circuit LC est entièrement dans un blindage, les courants se déplacent sur la surface intérieure du blindage ( effet de peau) ,  donc ne sont pas vus à l’extérieur  et il n'y a plus de couplage par les masses. Pour bien comprendre ce phénomène, il faut savoir que les champs proches de la masse ne peuvent exister sans des courants dans la masse, et réciproquement: Le blindage supprimant les champs extérieurs, il n'y a pas non plus de courants extérieurs...
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Exemple ci-contre, d'un circuit LC dans le collecteur d'un transistor SOT23: Il,est préférable que les vias de masse du condensateur d'accord et du découplage soient proches, car le sur-courant de résonance passe d'un via à l'autre.

Il faut aussi que la piste du condensateur de découplage soit courte, sinon il y aura une tension RF sur la résistance d'alimentation, d'où des pertes si cette résistance est petite. 

Les portions de masse côté composants :

La présence d'un plan de masse est très commode car il nous permet de faire une connexion de masse en n'importe quel endroit de la carte. Cependant, on peut vouloir éviter de multiplier les vias de masse , pour des raisons de coût. Ce raisonnement  peut conduire à créer des morceaux de masse commune côté composants.  Plus on monte en fréquence, plus cette pratique peut conduire à des problèmes. 

Prenons l'exemple ci contre, qui est une erreur : On  relié la masse du condensateur à la masse du circuit amplificateur  . Il restera toujours un résidu de tension sur les vias de masse du module amplificateur, car ces vias , même triplés, n'ont pas une impédance nulle et le courant RF de l'ampli peut être important.... On ramène donc sur le condensateur d'entrée une tenion RF qui pourra provoquer un "accrochage": Cette piste de masse, avec vias à chaque extrémité,  constitue un résonateur "demi-onde" à quelques GHz qui transmet bien entre les pseudo court-circuits.  L'ampli  sera transformé en oscillateur...

Le point chaud des circuits résonants à fort Q: 

Si on recherche un circuit à très forte surtension et à faible perte,  la  capacité parasite de la pastille ou de l'aplat de cuivre sur lequel est soudé le composant  pose un  problème : le facteur de pertes de l’isolant époxy ( le tgte delta du FR4 est de l’ordre de 1/50 à 500 MHz) dégrade le Qo du circuit. La solution, c’est évidemment dans ce cas particulier, de réduire la surface  de ce point haute impédance pour réduire la capacité par rapport à la masse, ou bien d’avoir un substrat différent, ou de prévoir un nœud haute impédance « en l’air » .  

Mais pour des Q plus raisonnables, il ne faut pas s'inquiéter si le condensateur  du à l'époxy  représente une faible proportion du condensateur d'accord... 

Capacités parasites des "pastilles" .

Sur les points chauds des circuits résonnants, les capacités des pastilles et des pistes auront un effet rarement négligeable .

On a vu que les pistes  peuvent être modélisées par des lignes d'impédance caractéristique donnée par le rapport W/h . Donc, pour ces pistes, la capacité ( et l'inductance) est déjà prise en compte. 

Sinon, une surface  cuivrée   présentera une certaine capacité par rapport à la masse. Cela peut être le cas de composants qui dissipent de la chaleur, ou des pastilles larges.  Si les dimensions de la surface sont très nettement plus grandes que l'épaisseur du substrat, on pourra appliquer les formules d'un condensateur plan. Par exemple, 1 cm2 de cuivre au dessus d'un substrat époxy de 8/10 mm d'épaisseur  présentera une capacité de 5 pF.  Mais une pastille de surface dix fois moindre  présentera   toutefois plus de  0,5 pF . 

On peut être tenté d'utiliser un "aplat" de cuivre imprimé pour constituer le condensateur d'accord. Outre la place  prise, le Qo du circuit LC  sera abaissé par les pertes diélectrique. Pour de l'époxy (FR4) , en UHF, on ne pourra pas dépasser  Qo = 50 si tout le condensateur est réalisé avec le substrat époxy. Cela reste  donc une solution pour les circuits à bas Qc, sinon il faut un diélectrique mieux adapté que l'époxy....

Impédance des vias

Les vias n’ont pas une impédance nulle. En UHF, une bonne simulation doit en tenir compte. L’impédance d’un via est d’autant plus grande que le via a un petit diamètre et que le substrat est épais. On évitera donc les diamètres trop petits. A titre d’exemple, pour un via de diamètre 6/10 de mm, l’inductance d’un via sera :

• Epaisseur du substrat    1,6 mm       0,8 mmm          0,4 mm

Inductance                0,4 nH    0,12 nH      0,03 nH

Si le via est utilisé pour mettre à la masse les composants d’un circuit LC à fort Q , il faudra aussi tenir compte de sa résistance, certes faible… mais on a vu que la moindre résistance série dégradait le Qo. Le via peut aussi fondre, sur un circuit de forte puissance...

On n’hésitera pas à placer plusieurs vias en parallèle. Pour réduire l’impédance des vias, on peut aussi réduire l’épaisseur du substrat, c’est ce qu’on fait en hyperfréquences en adoptant des circuits très minces. 

Remarquons enfin que le via possède une impédance inductive...Donc si on élargit  exagérément sa pastille, on introduit une capacité en parallèle sur cette inductance, donc on augmente la réactance totale ....Encore une raison pour éviter de laisser traîner des  surfaces de cuivre inutiles côté composants....

Rayonnement des pistes ! 

• Les pistes rayonnent d’autant moins que l’épaisseur h du substrat est faible !
• Il faut distinguer le champ proche, à une distance du même ordre de grandeur que la distance h piste-masse. On évitera de coupler d’autres pistes à une piste parcourue par un courant RF. La distance varie évidemment en fonction du problème, mais il faut éviter de placer une piste à moins de 3 fois l’épaisseur du substrat Le champ proche décroît très vite dès qu'on s'éloigne de la piste. Le danger que l’on court, c’est que la piste couplée à une piste RF ne soit pas traitée comme une piste RF, et amène de l’énergie RF en des endroits où elle est perturbatrice ou rayonnée.
• Le champ lointain aux fréquences élevées, est fonction de la distance piste masse exprimée en longueur d’onde. Ce rayonnement est donc plus important aux fréquences élevées. . Dans ce cas, le rayonnement est une onde électromagnétique qui se propage assez loin. Cependant, avec des distances entre piste et masse de l’ordre du mm, ce rayonnement est assez faible en UHF ( pas en bande S ou  x !) . Pour l’éviter, dans les cas très critiques, on peut placer une bande large de masse ( deuxième plan de masse) au dessus de la piste , qui sera reliée par de nombreux vias au plan principal. Il s’agit alors d’une ligne triplaque, dont il faudra calculer l’impédance caractéristique.
• Cependant, l’expérience montre que, dans la majorité des cas, si le substrat est peu épais,  les rayonnements électromagnétiques parasites proviennent surtout de composants nettement plus hauts que les pistes. Ces composants créent des champs et des courants plus éloignés du plan de masse, et donc qui rayonnent plus que les pistes. 

Les résonnances parasites des pistes

Deux condensateurs de découplage d’une piste d’alimentation, distants d’une longueur x créent une ligne résonante de longueur lambda/2. Par exemple, deux condensateurs distants de 5cm qui découplent une piste sur époxy forment un résonateur vers 1500 MHz . Ces résonances seront bien amorties si les fonctions alimentées présentent à l’alimentation des résistances de quelques dizaines d’ohms ( résistances ou ferrites) . C’est une autre bonne raison de placer ces impédances en série avec l’alimentation de chaque fonction, elles "amortissent" les résonances éventuelles sur la piste d'alimentation. 

Diviser un signal en deux voies.

Lorsqu'on doit appliquer un signal sur deux charges, réaliser un simple "Té" avec les pistes 50 ohms  n'est pas la bonne solution car l'impédance de la ligne ne sera pas respectée, ce qui conduit à des problèmes. Par exemple, si l'une des voies se trouve "en l'air" et si elle se rapproche du quart d'onde, alors elle provoquera un court- circuit du signal sur l'autre voie ...

On insérera un "coupleur " pour transformer une entrée "50 ohms" en deux sorties "50 ohms". Un coupleur idéal devrait restituer sur chaque sortie la moitié (-3dB) de la puissance d'entrée.

- Le coupleur résistif 50 ohms est composé de trois résistances de 18 ohms en étoile. Il est bon marché, mais sur chaque sortie, on aura 6 dB de pertes...Et l'isolement entre chaque sortie est faible.

- Les coupleurs hybrides à transformateur perdent à peine un peu plus de 3 dB , sont à large bande mais chers.

- Les coupleurs à lignes imprimées ( Wilkinson, 90°, etc......) perdent peu, mais tiennent de la place et sont à bande étroite. Pour des fréquences basses, on peut toutefois remplacer les lignes quart d'onde d'un coupleur de Wilkinson par des circuits LC en "pi quart d'onde".( voir chapitre 4, le paragraphe sur les "pi quart d'onde".

- Les coupleurs directifs à lignes couplées permettent de prélever une portion faible du signal passant sur une ligne principale. Attention, il faut respecter un sens.....

Voir les différents coupleurs , la fin du chapitre 3,

Croisement des pistes

Lorsque le circuit comprend plus de deux couches, il est facile d'éviter de faire croiser les pistes RF par d'autres pistes, car on peut utiliser une couche de l'autre côté du plan de masse pour les autres pistes. Par contre, si on ne dispose que de deux couches , donc d'une couche pour l'ensemble des pistes, il faudra éviter de faire croiser les pistes RF par d'autres pistes...Et l'implantation générale devra tenir compte de ce problème.....En effet, il y aura toujours une capacité parasite entre les pistes qui se croisent, même à angle droit, dautant plus si les pistes sont larges. C'est au concepteur de juger de l'effet de cette capacité parasite.....dans les deux sens des perturbations possibles.

 Ci- contre un exemple de précautions: Quand on ne peut pas faire autrement, croisement d'une ligne RF et d'une alimentation. 

On peut aussi faire "enjamber" la piste RF par une seule  bead ferrite suffisamment longue.....Notons que la bead ferrite collées placée sur la piste RF produit une perturbation assez faible de la ligne RF, car le courant de la ligne RF se situe à la surface de la ligne côté plan de masse, et peu côté bead....Le couplage parasite est donc surtout par capacité, et pas par induction. 

Le rétrécissement de la ligne RF réduit la capacité de couplage entre pistes, mais il  provoque une rupture de l'impédance caractéristique, peu gênante si cette longueur d'excède pas 1% de la longueur d'onde....

Auto-oscillation parasite  des transistors à Ft élevé.

Un problème souvent rencontré, ce sont des oscillations parasites à plusieurs GHz des transistors à Ft élevé. Ce problème est très courant, et souvent ignoré,  il  se traduit par des performances moins bonnes qu'attendues, en gain , en bruit .... On peut mettre en évidence cette oscillation avec une sonde reliée à un analyseur hyperfréquences, très près du transistor,  (mais sans faire le contact avec le circuit, qui modifierait la configuration !) ou bien tout simplement en constatant des variations de consommation en approchant le doigt du boîtier. 

Le schéma ci-contre montre pourquoi une telle oscillation se produit. Si sur une certaine fréquence, le découplage d'émetteur est capacitif ,  si le circuit base est inductif , et du fait de la capacité base émetteur, alors le transistor est configuré en oscillateur Colpitz,  bien connu pour sa facilité d'oscillation en hyperfréquences.....

En particulier, il faudra se méfier des transistors montés en "collecteur commun" ou en "base commune"

Cette oscillation parasite n'est pas toujours facile à maîtriser : même si la piste du condensateur de découplage rend le découplage inductif, la capacité des pads du circuit imprimé  de l'émetteur du transistor est parfois suffisante pour montrer à l'émetteur une impédance capacitive en hyperfréquences....

Pour juguler l'oscillation, on  pourra placer un absorbant hyperfréquence sur la piste de la base, voire une résistance de quelques ohms en série au ras de la base, ou prévoir la place une petite  capacité de valeur convenable entre base et masse. ( "Prévoir", car ce genre de problème n'apparaît pas forcément en simulation)  

Il vaut mieux éviter d'utiliser pour le plaisir des transistors de Ft supérieur à 4 Ghz si cela n'est pas utile......

Adaptation par stub en hyperfréquences.

A partir de quelques GHz, les adaptations se feront par des lignes et des stubs, si la place le permet. Nous avons vu dans le chapitre 3 " Les lignes de transmission" les méthodes d'adaptation grâce au diagramme de Smith, aujourd'hui facilement réalisables par des logiciels.

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Stubs capacitifs:

Par exemple, pour transformer en 50 ohms une résistance de 15 ohms, on peut utiliser l'adaptation en L simple stub  ci contre.

Si toutes les lignes sont d'impédance Zc = 50 ohms, on vérifiera facilement que :

L1 = 0,08 lambda G

L2 = 0,15 lambda G

Cette méthode n'est précise que si les largeurs des lignes sont très petites devant lambdaG

Rappel : LambdaG est la longueur d'onde "guidée", c'est à dire après application du coefficient de vélocité, voir le chapitre 3 "Les lignes de transmission". 

En effet, la ligne L2 tient de la place, et il est intéressant de réduire son impédance caractéristique pour qu'elle soit plus courte ( mais plus large !)  . Le problème qui se pose alors, c'est la valeur "électrique" de  L1.... On commet une erreur en prenant l'axe du stub, car le courant ne va pas attendre d'être dans l'axe de L2 pour  aller dans le stub..

 Dans ce cas , il faut donc le logiciel de simulation adéquat pour  effectuer la correction, car les  stubs "larges" sont  difficilement calculables autrement. 

Sans le logiciel adéquat,  une mise au point fine sera utile dans le cas des stubs larges car les "effets de bord" sont difficiles à prévoir autrement... . 

Par exemple, on pourra ne pas connecter le stub, dessin ci-contre,  et chercher par un pont de soudure ( point rouge , ) le point exact de contact pour optimiser L1. 

Mais il faudra aussi  ajuster la  longueur du stub, par exemple   en faisant glisser une plaquette métallique ou  coller un clinquant qui allongera plus ou moins le stub ( représentée en pointillé) . Il vaut mieux dans ce cas que le contact ne se fasse pas, et jouer sur l'effet de capacité,  pour éviter des contacts  intempestifs. 

Un exemple ci-contre de stubs d'adaptation à un PA hyperfréquences.

( en orange)  

Le stub d'adaptation de la sortie est à une distance L1 précise qui doit être ajustée.

On remarquera les découplages "quart d'onde" de la polarisation gate et de l'alimentation.

On remarquera aussi à droite une ligne quart d'onde servant de filtre, et ajusté, par sa capacité terminale.

Une autre façon d'ajuster la longueur du stub, c'est de prévoir en bout des rectangles de cuivre qu'on peut relier au stub pour augmenter sa capacité .

Par ailleurs, en rétrécissant le départ du stub, on peut mieux définir sa position sur la ligne principale ...Mais il faut être certain de cette position  dans le cas de l'adaptation à un seul stub..

La largeur de départ "e" joue beaucoup car ce  rétrécissement augmente la self série du départ. 

Stubs inductifs.

Ils sont moins utilisés que les stubs capacitifs...Si on veut éviter les vias de masse, on pourra utiliser  une ligne de longueur supérieure au quart d'onde, mais au détriment de la bande passante...

Ils sont généralement constitués de lignes fermées à la masse , en parallèle sur la ligne principale. Le réglage pourra se faire par un pont de soudure  convenablement placé, qui va vers une masse ramenée sur la surface composants du  circuit. Cette masse sera  pourvue de nombreux vias .. 

Résonateurs  micro-strip :

Les plus utilisés sont les résonateurs lambda/2 et les résonateurs lambda/4. 

Voir le chapitre 3 "Les lignes de transmission" , paragraphe "les lignes résonantes" 

Quant aux  surfaces résonantes larges, elles  nécessitent généralement un logiciel de simulation. 

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Entrées Sorties des blindages internes .

Il s'agit des petits blindages qui entourent certaines fonctions de la carte. les pistes sont toujours supposées courir au dessus du plan de masse...

• Il faudra traiter chacune des connexions d’entrées /sorties, car un blindage est inefficace si les perturbations sont amenées par les conducteurs qui entrent dans la partie blindée.
• Le filtrage consistant en une capacité de découplage seule n’est pas suffisant, car nous avons vu que les capacités de découplages étaient loin d’avoir une impédance nulle. On aura donc à mettre une cellule de filtrage en « L » , en plaçant une impédance en série dés l’entrée dans le blindage . Immédiatement derrière, une capacité de découplage ira vers la la masse le plus près possible du blindage.( voir figure ci-dessous, on peut permuter "extérieur " et "intérieur".
• Seules les connexions concernées par les signaux Rf ne pourront pas être filtrées…

• L‘impédance série peut être une résistance d’au moins une centaine d’ohms, si les signaux à filtrer le permettent. Sinon, on utilisera une ferrite CMS , plutôt qu’une vraie inductance CMS qui risque d’avoir une petite capacité parasite en parallèle 

• Encore plus efficace, on pourra aussi utiliser des composants cMS constituant un filtre en Té, composés de deux ferrites encadrant un condensateur mis à la masse..

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CEM : Traitement des entrées/sorties de carte, le mode commun.

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Nous abordons ici la protection CEM des entrées et sorties des cartes, en apportant en particulier des précisions pour les cartes traitant des fréquences élevées, comme les cartes radiofréquences. Le foisonnement des émissions sur des fréquences de plus en plus hautes exige maintenant de traiter ces fréquences.

Ne sont abordées ici ni les questions de sécurité, ni la protection contre les perturbations destructrices: écrêteurs, transils, iemn...

Blinder une carte ne suffit pas, les perturbations sont généralement apportées par les conducteurs entrant sur la carte.....Les perturbations dites par « mode commun » sont les problèmes essentiels de la CEM.

Nous parlerons de « rayonnement » lorsque l’appareil rayonnera des signaux perturbateurs vers l’extérieur. Il s'agit des amplificateurs de puissance RF, mais aussi des circuits de commutations rapides : alimentations à découpage, circuits logiques rapides.

 Nous parlerons de « susceptibilité » lorsqu’ un appareil peut être perturbé par un rayonnement extérieur. Les fonctions les plus susceptibles sont les amplis RF bas niveau , comme les récepteurs radio. Mais on constatera aussi que les amplis audio bas niveau sont sensibles aux champs RF, par non linéarité des jonctions.  

S'il est conseillé  de traiter localement ces problèmes, nous verrons  qu'il est  toujours nécessaire de les traiter aussi globalement au niveau de la carte  : Entrées sorties et blindage de la carte.   

Dans le Chapitre « mesures en RF », nous donnons des méthodes pour tester un appareil selon ces deux critères. 

Nous verrons  que le traitement des problèmes de mode commun aux fréquences  de plusieurs centaines de MHz qui nous intéressent ici, est parfois assez différent des solutions CEM classiques aux fréquences plus basses.

Mode symétrique (ou différentiel)  et mode commun :

Mode symétrique ou différentiel  : Lorsque un signal « utile » arrive ou sort d’une carte électronique, ce signal est amené par deux conducteurs, le conducteur aller et le conducteur retour. Par exemple : l’alimentation, une ligne téléphonique, ou encore un câble coaxial. Les deux conducteurs sont proches, donc les champs induits vers l’extérieur se compensent...De même, les champs extérieurs induisent dans ce circuit des tensions opposées qui se compensent. Ce sont les conditions idéales, peu de rayonnement et peu de sensibilité (susceptibilité) au monde extérieur.

Petite remarque :  Le câble coaxial est une ligne "asymétrique" ; A l'intérieur d'un câble coaxial, le courant "aller" ( par convention)  passe par l'âme, et le courant retour passe sur la surface intérieure du blindage du câble. Pourtant, il ne s'agit pas du "mode commun" :  Pour un câble coaxial, le "mode commun", c'est le courant  qui circule sur la surface extérieure du blindage... 

Une autre remarque : Tension ou courant de mode commun? Nous raisonnons souvent avec les courants, mais évidemment ils sont créés par les tensions....Tensions et courants sont liés. Il se trouve que les phénomènes sont souvent plus faciles à comprendre en parlant de courant...

Comment s'induisent  les perturbations de mode commun ?

Considérons la figure ci-dessous montrant comment le câble d'un appareil va être soumis à ce genre de perturbations. 

 Nous voyons sous le câble une "boucle" d'autant plus grande que le câble sera éloigné de la masse située en dessous. Un champ électromagnétique présent autour du câble va induire dans cette boucle des tensions et courants de mode commun d'autant plus importants que le câble sera éloigné de la masse....Le but de la protection CEM, ce sera d'empêcher ces courants d'entrer sur la carte.

Si l'appareil fait partie d'un ensemble sur châssis, sa masse  sera généralement reliée au châssis....On pourrait naïvement penser qu'il suffit de ne pas réunir l'appareil au châssis pour empêcher le courant de circuler dans la "boucle"....Mais ce serait oublier la capacité  de l'appareil par rapport au châssis. Et même si l'appareil est loin de toute masse, il possède une capacité propre  largement suffisante pour ouvrir la voie aux courants en VHF et UHF...

Et souvent, il n'y a pas  de masse ou de châssis contre lequel "plaquer" le câble ....Nous n'aurons alors aucun moyen d'empêcher cette induction parasite sur l'ensemble des conducteurs du câble.....

La carte peut être perturbée ...Ou perturbatrice. 

Si les courants de mode commun entrent sur la carte, nous aurons des problèmes de susceptibilité CEM.

Mais notre appareil créera aussi des problèmes à d'autres,  si la carte est le siège de signaux rapides ,  et si ces signaux sortent par le câble et sont rayonnés : Le but de la CEM, c’est donc d’empêcher les courants de mode commun d’entrer sur la carte, et d'empêcher les courants présents sur la carte, de sortir par les câbles "en mode commun".

Si la carte est protégée en susceptibilité, elle le sera souvent aussi en rayonnement : les solutions pour éviter les problèmes de CEM sont souvent les mêmes dans les deux sens….Pour concevoir la protection, on peut donc raisonner dans le sens qu’on désire. Nous allons ci-dessous raisonner dans le sens extérieur vers carte ( susceptibilité) . 

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 Le trajet du courant de mode commun : 

Un exemple de carte dans son boîtier métallique...ou comment dévier vers l'extérieur le courant de mode commun....

Pour éviter ces courants de mode commun, il faudra donc considérer avec attention les entrées/sorties de la carte. La carte peut être unique. Dans ce cas, les entrées sorties seront les entrées sorties extérieures à l'appareil considéré. Essayons de voir, par un exemple une alimentation,  quel chemin ces courants vont emprunter dans le boîtier pour ressortir, car ils vont ressortir! 

Considérons la figure ci-dessous : un courant de mode commun ( en rouge) qui entre par un conducteur extérieur. Voici par exemple le chemin qu’il va parcourir pour ressortir :

Le courant passe par le connecteur, puis passe sur une piste qui mène à un condensateur de découplage, puis la piste mène à un via qui va faire passer le courant dans la couche de masse sous la carte. Le courant va alors arriver à une liaison carte – châssis (colonnette…) . Puis il va circuler à la surface intérieure du boitier jusqu’à ressortir par l’ouverture d’accès du câble, puis enfin le courant de mode commun va circuler à la surface extérieure du boîtier. (Le courant RF ne traverse JAMAIS la paroi.)

Si nous permettons au courant de mode commun d’entrer sur la carte, il va parcourir ainsi une sorte de boucle qui rayonne dans le boîtier…. il va circuler aussi dans la masse, donc y produire des tensions parasites , etc…

Il faudra donc réduire au maximum le trajet que nous venons de décrire :

• -Connecteur très proche de l’ouverture du boitier
• -Condensateur de découplage très proche du connecteur,
• -Via de masse très proche du condensateur
• -Colonnette de liaison au châssis très proche du via de masse.
• -Retour vers l’ouverture le plus court possible.

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Cette  boucle à l'intérieur du blindage est souvent difficile à réduire ( dimension des connecteurs, position des colonnettes de contact, etc....) Pour éviter cette boucle à l'intérieur du blindage, l'idéal, ce serait de disposer un condensateur de découplage entre les conducteurs et le châssis, au niveau du passage d'entrée ces conducteurs dans le châssis. Mais c'est souvent difficile à réaliser mécaniquement ....

Dévier ainsi le mode commun par un découplage est efficace si les fréquences ne dépassent pas quelques dizaines de MHz.....Mais en UHF et au delà, cette  boucle à l'intérieur du boîtier, si petite soit-elle rayonnera dans celui-ci. Plutôt que de dévier les courants de mode commun vers l'extérieur, on va préférer les   bloquer  dès l'entrée, grâce à une impédance série très proche de l'ouverture. Il faudra traiter ainsi TOUTES les connexions d'entrée....Y compris la masse si son  conducteur entre dans le boîtier . Mais il sera toujours préférable de réaliser un contact entre le conducteur de masse et le boîtier au niveau de sa paroi .

L'impédance série peut- être une résistance de quelques centaines d'ohms, si le signal transporté l'autorise. Si on ne veut pas de chute de tension, pour les alimentations, par exemple, on utilisera une inductance CMS ou des  "beads" à ferrite, en s'assurant qu'elle supporte le courant demandé...

La partie du conducteur qui entre dans le boitier, qui va jusqu'au composant d'arrêt, doit très être courte, bien inférieure au quart d'onde de la fréquence la plus élevée impliquée. Un conducteur "en l'air" qui entre dans le boitier peut créer un problème de "tension" de mode commun....Même si en UHF, les problèmes de "tensions" de mode commun sont moins souvent observés.

Il faudra être vigilant à ce problème si on est obligé de placer un connecteur sur la carte....

Cette impédance d'arrêt placée dès l'entrée ne pourra pas bloquer les fréquences les plus basses , car un faudrait des inductances  grandes......Il est donc conseillé de placer derrière, côté carte, un condensateur de découplage , voire un circuit en Té passe bas, et on tiendra compte de ce qui est dit plus haut pour  ce découplage : trajet court du signal jusqu'à la sortie....  

On voit qu'il est souvent difficile de bloquer les fréquences basses (  moins de 30 MHz) par une impédance série , et qu'il est difficile de dériver vers l'extérieur par un découplage, les fréquence élevées. 

La solution courante, c'est un mix des deux , c'est le  circuit en L  : entrée immédiate par une impédance série, pour bloquer les fréquences élevées, et derrière, capacité à la masse pour dériver les fréquences plus basses et le résidu des fréquences élevées. 

On trouvera dans le commerce des composants filtre en té prévus à cet effet......

Il existe des composants de découplage  prévus pour cela: Un boîtier CMS comprend un circuit en Té , composé de deux ferrites et d'une capacité centrale à  mettre  à la masse . Ce filtre en Té est plus intéressant qu'un filtre en pi, puisqu'il vaut mieux arriver sur une impédance série...puisqu'on a vu qh'on ne peut pas facilement dériver vers la masse les fréquences élevées. 

 Ce composant CMS de filtre peut être placé aussi à l'entrée des blindages  présents sur la carte , en s'assurant qu'il n'agit pas sur les signaux utiles.... 

• Nous pouvons dans certains cas tenter de réduire à zéro le  trajet du courant de mode commun dans le boîtier, même aux fréquences élevées, en plaçant un découplage du courant de mode commun déjà au niveau de l’ouverture…C’est ce qui est réalisé lorsqu’on veut une très grande protection CEM : Il existe des condensateurs dits « by pass » qui se soudent directement sur la paroi … Le courant de mode commun n’entre plus sur la carte : FIG87
• Mais les condensateurs "by pass" sont onéreux ...et il en faut un par conducteur...

Et pour les signaux utiles très rapides? Cette technique « blocage / découplage » que nous venons de voir ne marche que si les signaux utiles véhiculés par ces connections sont de fréquences plus basses que les perturbations CEM . Pour les signaux utiles très rapides, RF ou numériques, il ne sera pas possible de placer une impédance série, car elle bloquerait ces signaux utiles

Il existe cependant une solution pour bloquer le mode commun sans bloquer le mode symétrique : Les conducteurs amenant en mode symétrique pourront passer « ensemble » dans une ferrite ( tube ou tore ) comme indiqué ci-dessous.

Il existe même des ferrites pouvant englober ainsi les conducteurs d'un câble en nappe.

Mais la solution classique pour les signaux rapides, c'est de les faire arriver par un câble blindé, coaxial ou multiconducteurs.

Comme les courants de mode commun circulent à la surface extérieure du blindage, il suffit d’avoir un contact entre le blindage du câble et le boîtier au niveau du passage du câble. Le courant de mode commun passe alors directement à la surface extérieure du boîtier sans pénétrer à l’intérieur de celui-ci .

Entrées /sorties de la RF :

Les signaux RF sont un exemple de signaux très rapides...

A l'extérieur de la carte, ces signaux RF sont amenés par des câbles coaxiaux . Le courant de retour dans un câble coaxial circule normalement à la surface intérieure du blindage du câble, en mode symétrique...  Ici, le phénomène de courants de mode commun va se traduire par un courant  circulant à la surface extérieure du câble coaxial , c'est le "courant de gaine". 

 Nous devons redouter le courant de gaine. Un tel courant transforme les câbles en antenne , avec tous les problèmes qui peuvent en découler : auto-oscillation de amplis RF à fort gain, CEM, etc...

Pour l'éviter, il faudra que la masse du connecteur coaxial ait une liaison à la masse de la carte aussi courte  que possible. Si le connecteur n'est pas côté plan de masse, il faudra plusieurs vias de masse pour réaliser ce contact .

Par ailleurs, si la carte est dans un boîtier  blindé, ou dans un châssis,  il faudra que le blindage du câble soit en contact avec le boîtier au niveau de sa paroi , à l'entrée dans celui-ci. De cette façon, le courant de mode commun ( en orange ci-contre) circulant à la surface extérieure du câble coaxial sera directement dérivé vers la surface extérieure du boîtier, et l'entrera pas dans le boîtier.

En rouge, le courant "utile" circulant à l'intérieur du coaxial,  avec son  courant de retour à la surface intérieure....

Autres filtrage au niveau du châssis, filtrage de l'alimentation...

Vous l'aurez remarqué, nous nous intéressons ici aux problèmes CEM spécifiques aux systèmes radiofréquences . 

Mais le filtrage mode commun "classique" des fréquences plus basses doit être bien sur respecté...Ces filtrages, souvent disposés à l'entrée dans le châssis   concernent par exemple  les alimentations secteurs...Le filtrage à ce niveau  devrait permettre de filtrer le mode commun de   tout le spectre  concerné par les normes.  

Mais  ces boîtiers de filtrage n'apportent pas toujours une isolation suffisante aux fréquences qui nous occupent ici, notamment au delà du GHz, car souvent ni les inductances, ni les capacités, ni le câblage dans ces boitiers ne sont adaptés aux hyperfréquences. 

Pour cette raison, il sera nécessaire de placer à l'entrée de la carte concernée par ces fréquences un filtrage  supplémentaire, avec des inductances et des capacités ( C3, C4...) prévues pour ces fréquences UHF et plus haut.

La ferrite de blocage de mode commun sur le câble :

Dans certains cas, il sera nécessaire d'enfiler "un tube de ferrite de mode commun " dans le câble juste avant son entrée dans le boîtier. Il faudra que la distance entre cette ferrite et la carte soit nettement inférieure au quart d'onde de la fréquence la plus haute qui est à craindre, car la portion entre la ferrite et la carte pourra se comporter comme une antenne !

La ferrite n'a pas d'influence sur les courants en mode symétrique circulant dans le câble. 

Notons enfin qu'il existe aussi des ferrites plates de blocage du mode commun, pour câbles plats.... 

Si on veut renforcer la protection sur une fréquence particulière, par exemple sur un site comportant un émetteur puissant, il est intéressant de disposer deux ferrites de blocage de MC distantes d'un quart d'onde. ( voir ci-dessous)  

Protection mécanique et protection CEM:

Il n'est pas toujours possible  que la connectique d'entrée d'un produit comporte aussi le filtrage CEM. Dans beaucoup de cas, il faudra séparer la connectique mécanique, qui doit être solide , du filtrage CEM . Voici deux exemples :

Ici, on a un boîtier plastique qui n'a qu'une fonction de protection mécanique , avec une connectique standard... A l'intérieur, on trouve un autre boîtier blindé, avec des entrées sorties filtrées, par des condensateurs by pass, par exemple.

Liaisons entre cartes

Si on a plusieurs cartes reliées entre elles, il faudra considérer les liaisons de la même façon que décrit plus haut:

A tout conducteur amenant un signal doit être associé le conducteur de "retour" le plus proche possible, très souvent la masse.   

S'il s'agit de conducteurs de signaux lents, on peut simplement craindre la susceptibilité, c'est à dire des perturbations par des champs extérieurs. Comme déjà indiqué, il faudra que ces conducteurs soient proches du plan de masse commun aux cartes, ce plan de masse constituant le conducteur "retour". Dans ce cas de signaux peu perturbants, on pourra simplement prévoir une liaison entre la masse de la carte et le châssis à proximité immédiate des entrées sorties. Par exemple, par des colonnettes carte-châssis à proximité de ces entrées sorties.

Pour des signaux peu polluants, le dessin ci-dessous montre le trajet du courant de retour, qui doit rester proche du courant "aller", grâce aux colonnettes en bord de cartes. 

Mais s'il s'agit de conducteurs de signaux rapides, il faudra aussi craindre le rayonnement de ces conducteurs. Il faudra que le trajet du conducteur de retour soit plus proche du trajet du conducteur amenant le signal. 

L'idéal, c'est alors d'utiliser un câble coaxial faisant la liaison entre les deux cartes. 

Si le cas est moins critique, on pourra utiliser une liaison par câble en nappe, le conducteur central étant encadré par deux conducteurs de masse. Dans ce cas, l'impédance caractéristique de la "ligne" ainsi formée sera de l'ordre de la centaine d'ohms. ( figure ci -contre) 

Résonance parasite Carte / boîtier

• -Ces résonances parasites peuvent être très nuisibles, en renforçant les rayonnement non désirés de la carte, ou en la rendant susceptible à certaines fréquences .
• Des résonances parasites apparaîtront lorsque la carte est fixée dans un boitier métallique : Entre deux points de contact du plan de masse au boîtier ( par exemple colonnettes à distances D ) , on aura là souvent un résonateur en demi-onde…La solution, c’est de prévoir des contacts carte châssis suffisamment rapprochés pour que l’écart entre deux fixation représente une demi-onde pour des fréquences très supérieures à celle en jeux sur la carte. Une bonne solution, c’est de prévoir un contact tout le long, entre le bord de carte et le boîtier ( "trottoir") ,

Une autre résonance souvent nuisible est la résonance du "nez de carte", c'est à dire d'une portion de la carte non mise à la masse  sur ces bord.  Cette portion aura une fréquence de résonance correspondant à un quart d'onde entre le point de fixation à la masse et le bord de la carte, comme indiqué ci-contre. 

• -N’oublions pas aussi qu’une carte placée dans une boite métallique fermée est enfermée dans une cavité résonante. Le boitier fait alors un guide d'onde, on pourra évaluer sa fréquence de coupure en modes guidés ... La fréquence de résonance ( généralement mode TM) sera même fortement abaissée et devenir gênante si des éléments métalliques ( blindages…) réduisent la distance à la face supérieure du boîtier.( voir figure ci-dessous) .
• Dans certains cas, on sera obligé de coller sur la face supérieure du boitier une plaque de ferrite souple qui amortit les résonances de la cavité .

• Très souvent, on sera obligé de placer des "capots" ( blindages internes, reliés au plan de masse par un grand nombre de vias) pour blinder certaines fonctions de la carte. Les remarques précédents s'appliquent. Si le capot est grand, il faut vérifier si l'intérieur du capot n'est pas une cavité résonante aux fréquences élevées.  Même le capot blindage d'un sous ensemble peut constituer une cavité résonante. mais en principe, cette dernière cavité étant plus petite, les fréquence en jeu seront plus élevées...

Propagation guidée dans le boîtier:

Bien qu'il ne s'agisse pas exactement d'une résonance, il faudra se méfier en hyperfréquences de la propagation guidée dans le boîtier . Par exemple, le signal de sortie d'un amplificateur pourra être réinjecté sur l'entrée si le boitier se comporte en guide d'onde: il faudra donc se méfier si  la largeur a du boîtier est supérieure  à la demi-onde. 

(Voir le dessin ci-dessous, la carte de l'amplificateur est en vert) 

Le problème peut aussi se poser pour un filtre , le couplage entrée /sortie pourra réduire fortement les performances du filtre.....Par exemple, le filtrage des harmoniques d'un émetteur UHF pourra être perturbé : les signaux harmoniques générés par le transistor de puissance pourront passer au dessus des filtres censés les arrêter.......

Il faudra maintenlr la fréquence de coupure du "guide" bien supérieure aux fréquences en cause, car même l'onde évanescente proche de la coupure pourra réaliser ce  couplage non désiré. 

On pourra atténuer ce phénomène en collant un absorbant Rf ( ferrite souple, etc...)  sur une ou plusieurs faces intérieures du boîtier. Plus on veut descendre sur des fréquences basses, quelques GHz quand même, plus cette plaque sera épaisse. 

Les fentes dans le boîtier ....

Enfin, rappelons -le encore, les fentes , même invisibles ,  détruisent l'isolation entre l'intérieur et l'extérieur du boîtier .... Ainsi, un blindage comportant une fente d'une  demi-onde de long n'est plus un blindage, mais.... une antenne!