8- Routage et CEM des cartes radio

Le routage et l'implantation des cartes RF, notamment en radiocommunications  , à partir de la centaine de MHz, jusqu'à plusieurs GHZ( UHF)  donnera des résultats catastrophiques si on ne respecte pas des règles précises . 

Nous nous intéresserons aussi  aux interactions entre la carte et son boîtier/blindage,  et aux traitements des entrées et sorties  pour les problèmes de CEM .

Le plan du chapitre est donc le suivant :

- Choix du support du PCB

- Placement et routage en radiofréquences 

- Traitement CEM des entrées /sorties,  le mode commun

- Résonances parasites cartes/boîtier

Note: 

Le traitement CEM des entrées sorties de cartes RF étant un  problème général, ceux qui sont intéressés seulement par le traitement CEM pourront descendre directement au paragraphe " traitement CEM des entrées sorties, le mode commun" ou aller au chapitre 19 de ce lien, plus détaillé.... 

Choix du support du PCB :

L'isolant 

Pour la grande majorité des cartes électronique, on utilise l'époxy comme substrat.

 Ce substrat peut convenir  pour les circuits numériques, mais peut poser des problèmes   pour les circuits radio-fréquences s'il y a des circuits résonants avec des Q élevés.

Il faut savoir que ce substrat commence à présenter des pertes en UHF, A ces fréquences, le facteur de pertes (tg delta), est de l'ordre de 1/50. Cela signifie grossièrement que si nous imprimons  un condensateur uniquement avec ce diélectrique, le Qo  du circuit LC  associé ne dépassera pas 50. 

  Il faudra s'attendre  à avoir quelques pertes si des points chauds de circuits RF accordés  ( voir chapitre 2) présentent des capacités parasites trop importantes dues au support époxy. Connaissant et appliquant ces restrictions, on peut généralement concevoir des cartes sur époxy  au delà du Ghz s'il n'y a que des circuits à Q modéré .

Bien sur, pour la RF de quelques GHz, il sera toujours intéressant de passer à des substrats prévus pour les hyperfréquences, que l'on trouve très facilement. ( téflon , Ro3000, alumine pour la bande X).  Il faudra alors tenir compte de la constante diélectrique pour calculer la largeur des lignes adaptées, et pour calculer le coefficient de vélocité....( voir chapitre 3) 

Epaisseur du substrat 

 Souvent, on  utilise la face supérieure pour le placement /routage, et donc  une couche de masse  sous cette face. S'il n'y a que deux couche de cuivre ( composants et plan de masse) on  sera tenté, pour des questions de rigidité,  d'utiliser l'épaisseur la plus standard de 16/10 mm.  Mais  l'impédance des vias de masse  présente une fraction de nanohenry. Il faudra alors placer plusieurs vias en parallèle si on veut des mises à la masses correctes. Par ailleurs, une piste RF située à 1,6 mm de la masse commence à avoir un rayonnement non négligeable au delà du GHz,  qui peut poser des problèmes de couplage.  Enfin, une piste d'impédance caractéristique 50 ohms  aura une largeur de 2,8 mm, ce qui tient beaucoup de place...Donc, dans la mesure du possible, il sera souvent intéressant de réduire l'épaisseur du substrat, par exemple à 8/10 voire moins, ce qui permettra de réduire le couplage entre pistes et leur rayonnement, mais aussi la  largeur des pistes "adaptées" .  Un substrat plus mince permettra aussi un meilleur refroidissement des composants qui dissipent de la chaleur.  

Par contre, un substrat plus mince apporte plus de capacités parasites, si on ne réduit pas aussi les formats de composants et leurs aplats. 

Dimensions  de la carte et des composants:

Une règle générale apparaîtra : plus on veut monter un fréquence, plus on a intérêt à réduire toutes les dimensions: celles des composant, celles des fonctions, celles des cartes , etc....Ce qui va naturellement dans le sens de la miniaturisation, s'il n'y a pas de problèmes de puissance, bien sur. 

En UHF, l'utilisation des composants CMS sera évidemment la règle....

Circuits multicouches:

Le plan de masse restera sur la couche juste en dessous de la couche RF , qui comprend les pistes RF et les soudures des composants RF. On est alors gagnant du point de vue CEM et encombrement. On pourra ainsi faire passer des pistes "non RF", notamment les alimentations sur une couche située de l'autre côté du plan de masse. On évitera ainsi de coupler les pistes d'alimentation aux piste RF , on évitera aussi de croiser des pistes, le côté purement RF s'en trouvera éclairci , ce qui permettra d'éloigner les composants RF qui pourraient se perturber. 

Dans une carte multicouche, la couche de masse RF n'est pas la couche inférieure, puisqe la couche de masse dot être placée immédiatement sous la couche RF.  Cela peut poser un problème si la carte est fixée dans un boitier métallique . Dans ce cas, en effet, nous verrons plus loin qu'il est impératif d'avoir des contacts entre ce boîtier et le plan de masse de la carte, notamment à proximité immédiate des entrées et sorties. Il faudra donc prévoir de faire "descendre" la masse du plan de masse sur les portions de la couche inférieure qui sera en contact avec le boîtier...

La couche de « + » 

Beaucoup de gens ont l’habitude de « remplir » de cuivre une  couche dite de « plus ». Pour les cartes radio, c’est une mauvaise habitude en UHF. On peut certes router des pistes d’alimentations larges, mais le remplissage total avec du cuivre crée des surfaces assez grandes qui sont toutes des résonateurs sur certaines fréquences. Ces résonances parasites peuvent complètement perturber le fonctionnement d’une carte.

Cette couche du "+" peut servir  pour toutes les pistes d'alimentation....

Une seule couche de masse? 

On place parfois des composants de part et d'autre de la carte. 

Notamment , on peut implanter les fonctions RF sur la face supérieure , et implanter  sur l'autre face de la carte  des composants pour l'alimentation, ou d'autres fonctions . Une couche de masse commune fait alors écran et assure   la séparation  entre les fonctions d'une face par rapport à l'autre.  Normalement , les courants induits sur chaque face de la couche de masse restent localisés à la surface de chaque couche: c'est l' effet de peau. Pour que le couplage soit faible entre les courants de masse circulant sur une face et ceux circulant sur  l'autre, il faut une épaisseur du cuivre plusieurs fois supérieure à l'épaisseur de peau".... L'épaisseur de peau est de 6,6 µ à 100 MHz, et de 2 µ à 1 GHz....

Cependant, un cas  doit  inquiéter, c'est lorsqu'il faut une très grande isolation entre chaque face, par exemple si on a  d' une côté de la couche de masse des fonctions RF sensibles ( récepteur, circuits Fi...) et de l'autre côté des fonctions numériques rapides, extrêmement polluantes du point de vue CEM... Pour ces cas particuliers, le mieux serait de placer les fonctions du même côté , et recouvrir chacune de son blindage...

Mais si on tient  à utiliser  deux couches de masses,  , il faudra réunir ces couches de masses  en de nombreux points, notamment  en périphérie , et prés de toutes les entrées sorties de la carte. 

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Plan de masse secondaire

Dans certains cas, il est possible d'avoir une fonction avec un  plan de masse local sur une autre couche que celle du plan de masse. Mais cette masse locale peut être le siège de résonances parasites . Pour les éviter, on reliera les deux plans de  masses par de nombreux  vias sur la périphérie de cette masse locale.  

Une surface métallique reliée au (+) pourra aussi présenter des résonances parasites, que l'on évitera en disposant suffisamment de capas de découplages sur sa périphérie.

Placement et routage radiofréquences

Positionnement des entrée et sorties

• -On placera autant que possible les entrées et les sorties de la carte en bord de carte, car les connections en milieu de cartes sont très difficile à traiter du point de vue de la CEM. 
• Dans la mesure du possible, il est préférable d'avoir toutes les entrées sorties sur un même côté de la carte, afin d'éviter aux  courants de mode commun de traverser la carte . Ce problème des entrées/sorties est essentiel dans le routage, pour la CEM. Voir le paragraphe consacré au mode commun  en fin de ce chapitre.
• -On évitera évidemment de rapprocher l’entrée et la sortie des amplificateurs, afin d’éviter les couplages.

Isolation des fonctions sensibles par des blindages

En général, les fonctions  RF , pour obéir aux normes , doivent  être placées dans un blindage, pour être protégées des perturbations extérieures (susceptibilité CEM) , et pour ne pas émettre des rayonnements (rayonnements CEM).

Le blindage peut être constitué par le boîtier métallique lui même . Mais nous allons voir que certaines  fonctions peuvent se perturber entre elles....Dans ce cas, nous aurons plusieurs blindages implantés la carte, ou sur des cartes différentes. Nous verrons que le traitement des signaux qui entrent et qui sortent des parties ainsi blindées est primordial dans l'étude d'une carte RF.  Voir ci-dessous un exemple de disposition des blindages....  Ces blindages seront reliès au plan de masse par un grand nombre de vias. 

.Implantation des fonctions 

- Sur la carte elle-même, le positionnement des différentes fonctions et composants doit se faire de façon à réduire  la longueur des liaisons entre les différentes fonctions RF, qu'il faudra relier par des lignes adaptées s'il s'agit de signaux RF. ( voir le chapitre lignes de transmission) . 

Dans le cas de circuit à deux couches, on ne dispose que d'une face pour toutes les pistes, et il faudra alors disposer les fonctions de façon à éviter  de faire croiser une piste RF par une autre piste.  

-Incompatibilité entre certaines fonctions :

Ces  couplages parasites entre fonctions pourront se faire par rayonnement: on séparera par un blindage adapté les fonctions qui peuvent se perturber. Mais ils peuvent aussi  se faire par les alimentations . Un amplificateur Fi ou RF pourra être perturbé par des signaux de l'ordre du microvolt. Il s'agit alors de filtrer suffisamment l'alimentation de la fonction numérique perturbatrice, et l'alimentation de la fonction sensible....Bien sur, un filtrage correct nécessitera des impédances série dans les alimentations de chaque fonction ou étages, car les condensateurs de découplage seuls sont toujours très insuffisants. 

Les principales incompatibilités : 

- Les circuits numériques rapides  sont sources de perturbations large bande, et peuvent désensibiliser un récepteur ou une fréquence intermédiaire de récepteur . Ces signaux parasites pourront également produire des raies non désirées  sur les spectres des oscillateurs  ( oscillateur local de récepteur ou pilote d'émetteur) car ces signaux large bande peuvent  se mélanger avec le signal de l'oscillateur, et dégrader son spectre. 

- on se méfiera aussi des harmoniques des oscillateurs ( horloges...) : Les multiples de la fréquence ne doivent pas tomber sur le canal d'un récepteur....

-  un cas particulièrement critique, c'est lorsque on a affaire à un terminal radio mobile avec une antenne incorporée:  Il sera nécessaire de blinder chaque fonction de la carte : Le rayonnement des circuits numériques rapides peut perturber la réception,  et l'émission par l'antenne peut perturber les fonctions  sensibles ( audio, etc...) .

-Notamment, un préamplificateur audio bas niveau sera facilement perturbé par un champ RF de quelques volts/m si des précautions ne sont pas prises. On prévoira  des impédances séries  suffisamment grandes sur le trajet menant à l'entrée du préamplificateur audio. Mais  le signal perturbateur pourra contourner  cette impédance et pourra arriver par exemple sur l'alimentation d'un AOP.  Il est donc essentiel d'empêcher la RF  d'entrer sur la carte, en respectant  les règles de conception CEM dont nous parlerons plus loin ......

Cas particulier des inductances

• -Une attention toute particulière sera donnée aux positions des inductances, car les champs magnétiques qui sont générés par les inductances peuvent provoquer des perturbations sur d’autres fonctions, en y induisant des tensions et courants. … On peut se protéger de ces problèmes en blindant les inductances, ou l’ensemble de la fonction où elle se trouve.  Lorsque le blindage ne semble pas nécessaire, il faut se rappeler que le champ autour d’une inductance s’étale d’autant plus loin que celle -ci  est de grand diamètre. On aura donc intérêt, dans la mesure du possible, à utiliser des selfs de petit diamètre….En n’oubliant pas que leur Qo n'est pas terrible... ! Par ailleurs, les inductances de deux circuits LC résonant sur la même fréquence se couplent d'autant plus que le Q des circuits est grand. Par exemple, deux circuits de Q = 100 sont complètement couplés si le centième du flux issu d'une bobine traverse l'autre bobine !  N'oublions pas non plus que les inductances se couplent si les lignes de champ H de l'une passent dans l'autre. Ce sera mieux de croiser leurs axes si nécessaire...
• -Sur les fréquences UHF et au delà, la qualité des ferrites se dégrade. Pour les circuits résonants, on n'utilisera   pas de selfs avec noyau ferrite, il suffit de voir leur Qo pour s’en convaincre…
• -Certaines fonctions, un ampli RF à fort gain, par exemple,  peuvent exiger une inductance en entrée et une autre en sortie. Ces fonctions nécessitent une isolation importante entre les entrées et sorties, on vérifiera donc que ces inductances ne sont pas couplées .Autre exemple, pour un filtre à forte réjection hors bande, il n’est pas rare de nécessiter un couplage parasite inférieur à - 90 dB entre entrée et sortie…

 Les pistes d’alimentations

Sur les cartes à deux couches, on évitera  de placer les pistes d'alimentation sur la couche du plan de masse, ce qui oblige à créer des fentes dans la masse, sources de gros problèmes. 

Normalement, les pistes d’alimentation ne sont pas parcourues par des courants RF . On leur  appliquera donc les règles classiques de routage.

A noter qu’il est important d’éviter aux courants RF de circuler dans les alimentations, car ils peuvent provoquer de nombreux problèmes. Pour cela, il est impératif que l’alimentation de chaque fonction RF soit filtrée. (voir plus loin "réseau de découplage) . Chaque fonction devra  posséder découplage propre... Nous avons vu que les condensateurs de découplages étaient loin de présenter une impédance nulle à ces fréquences. Donc, pour chaque étage,  il faudra toujours placer une cellule de filtrage comportant au moins une impédance série entre le condensateur de découplage et la ligne d'alimentation . Si le courant consommé est faible, ce sera une résistance, suffisamment faible pour produire une chute de tension négligeable ( quelques centaines de mV) ... Si on veut éviter une chute de tension,  on peut  la remplacer par une inductance….Mais attention, Il faudra choisir une inductance possédant une capacité parallèle faible. Pour éviter ce problème ( et le coût…) , il est plus intéressant de placer une self dite « d’arrêt » ou "de choc" à ferrite  ( beads ferrite en CMS) . Ces selfs possèdent très peu de capacité parallèle, elles sont constituées de ferrite entourant le conducteur. On met ici à profit le facteur de perte de la ferrite pour amortir toute résonance.

Pour les étages RF de puissance, qui peuvent consommer plusieurs ampères on vérifiera que la self à ferrite supporte le courant sans trop se saturer. 

Exemple d'alimentations de deux étages , figure ci-dessous:

On voit les résistances série ( format 1206) et les condensateurs de découplage associés ( format 0805) .La longueur des pistes d'alimentation devient critique côté découplages.

On notera que le découplage de l'étage N°2 est moins bien que le découplage de l'étage N°1, car le condensateur de découplage de l'étage N°2 a une piste plus longue. Au contraire, la piste qui va vers l'étage N° 1 "passe" par le condensateur de découplage.

Les capacités de découplage d'alimentation 

Avoir une impédance quasi nulle de l'alimentation est indispensable ! On se méfiera des logiciels de simulation qui font croire que le générateur simulant l'alimentation a une impédance nulle. c'est évidemment faux en RF, et source de nombreux déboires.

Et un condensateur seul ne suffira pas....! Il faudra une cellule avec aussi une impédance série, car l'inductance parasite du condensateur et de sa piste risque de réduire à néant l'effet du découplage...( voir le chapitre 6 !  )  

Nous considérons ici le condensateur de découplage situé du côté de l'étage à découpler ( dessin ci-dessus)... ce  condensateur de découplage  présentera  toujours une inductance parasite , de quelques nH. Cette inductance est constituée du boitier ( environ 1 nH pour un boîtier CMS 1206) , de la piste qui va au via de masse, et du via de masse lui-même.  Il est indispensable de réduire  l'inductance totale , en réduisant la piste au minimum possible. Si le substrat n'est pas très fin, il faudra aussi placer plusieurs vias de masse en parallèle, et au plus près du boîtier du condensateur. "Au plus près" signifie qu'on va se heurter à des problèmes de soudure: Si le via de masse est trop près de la soudure du condensateur, on observera un phénomène bien connu : la soudure en fusion va descendre dans le via et le condensateur sera mal soudé... Il y a donc une distance minimale à respecter, qui dépend des processus de fabrication. Entre autre, on placera le vernis d'épargne de soudure sur le via... 

Mais il ne faut pas se faire d'illusion, en UHF, l'impédance d'un condensateur de découplage large bande , donc de valeur élevée, ne sera jamais nulle, elle sera toujours inductive ...

On a vu au chapitre consacré au condensateur réel qu'il était possible de réduire cette impédance parasite en utilisant la résonance série de l'inductance parasite et de la capacité. Mais cela n'est valable que sur une bande de fréquence !  Pour fixer les idées, un condensateur CMS de 47 pF au format 1206, avec la piste et le via réduits au minimum, présentera une inductance totale de l'ordre de 3 nH, et constituera un circuit LC série aux alentours de 400 MHz. Autour de cette  fréquence,  son impédance sera très basse, mais au delà de de cette fréquence, son impédance deviendra inductive  et commencera à remonter.

Exemple ci-dessous, l'impédance d'un condensateur CMS 47 pF en boîtier 1206, avec 1 mm de piste environ 

A 1 GHz, pour le même boîtier, la même piste et le même via, le condensateur de  découplage optimum est de 10 pF. On devine qu'au  delà du GHz, , il faudra  réduire les dimensions du condensateur, de la piste,  et l'épaisseur du substrat....

On est parfois tenté de placer deux condensateurs en parallèle, un de forte capacité, et un autre de quelques dizaines de PF pour les fréquences élevées.  On créera certes une impédance faible sur la fréquence de résonance série du petit condensateur, mais il y aura une fréquence sur laquelle la réactance  du gros condensateur sera opposée à la réactance du petit: Sur cette fréquence, on aura un circuit parallèle d'impédance assez grande.  Cela peut poser un problème en  CEM, si on  veut découpler en large bande, car on pourra observer une remontée de bruit sur cette fréquence......

Le découplage de la fréquence utile est constitué d'un condensateur de faible capacité: on utilise la résonance série pour avoir une impédance quasi nulle. Par contre sur les fréquences bien plus basses , cette capacité ne joue plus,  la bead ou l'inductance présentent une impédance faible et le transistor voit donc la résistance.

Découplage en hyperfréquences.

On a vu la difficulté d'avoir des capacités de découplage correctes aux fréquences très élevées. A plusieur  gigahartz, on pourra utiliser des constantes réparties pour découpler. Mais l'inconvénient, c'est  la place.....

Ci contre  un exemple de réseau utilisant des lignes : La ligne quart d'onde présente un court-circuit à la fréquence utile,  que la ligne quart d'onde série transforme en circuit ouvert vu par le transistor...

Sur les fréquences nettement plus basses, le  transistor voit la résistance  si le condensateur de découplage C2 est absent....

Ci-contre des exemples de ces réseaux en bande X. 

Découplage de l’alimentation des circuits intégrés.

• Comme tous les condensateurs de découplage, sa piste sera très courte. La valeur du condensateur sera choisie de façon à découpler toutes les fréquences en jeu. En général, on place de l’ordre de 0,1 µF. Mais on a vu qu’aucun découplage ne présente une impédance nulle. Aussi est –il recommandé  de placer une impédance dans la piste d’alimentation ( petite résistance ou ferrite d’arrêt) pour que le circuit n'injecte pas de bruit sur la ligne d'alimentation générale.
•  . On s’assurera que la capacité de découplage  est suffisante pour fournir les pics de courants demandés par le circuit intégré. 

La figure ci-contre montre le découplage de l'émetteur d'un transistor en boîtier SOT23: Le condensateur de découplage sera connecté "au plus court" vers le via de masse , alors que la résistance d'émetteur ne nécessite pas la même attention.

L'impédance des vias n'étant pas nulle, il est important dans certains cas de la réduire . C'est le cas aussi des modules amplificateurs intégrés "50 ohms" :

 Une tension résiduelle sur la mise à la masse d'un amplificateur modifie  souvent de façon dramatique son impédance d'entrée  et son gain.  On n'hésitera pas doubler ou tripler les vias pour réduire l'impédance de la mise à la mase. Ci-contre, le petit module est mis à la masse par 6 vias en parallèle. Et ce n'est pas de trop aux fréquences de l'ordre du GHz ou plus..... 

Connexion des modules avec socle de masse :

Pour des raisons de dissipation thermique, certains module ou certains transistors doivent être plaqués sur le boîtier métallique ou sur le radiateur situé  sous la carte pCB....Et c'est souvent  le   socle métallique du module qui est la continuité de la masse. Or, quand il passe un courant dans une piste d'entrée, il passe un courant égal et opposé dans la masse sous la piste . 

Le problème se pose alors de la liaison de ce socle au plan de masse de la carte. Lorsque la liaison à la carte est à basse impédance, en UHF et en hyperfréquences, il est important que le contact de masse se fasse immédiatement sous la piste qui entre dans le module, puisque on a vu qu'il circulait dans la masse sous la piste, le même courant que sur la piste.. 

Il y a deux contacts à garantir: le contact socle boîtier et le contact boitier plan de masse de la carte. Le dessin ci-contre montre le trajet du courant rallongé , à cause des aspérités .

On pourra utiliser une colle conductrice à l'argent, ou une calle de quelques microns, de façon que le contact se face sur le bord , où doit passer le courant....

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Les pistes « lignes de transmission »

La plupart du temps, les fonctions "RF" possèdent des entrées et sorties en 50 ohms. Ce qui signifie qu'elles sont prévues pour être "chargées" par une résistance de 50 ohms.  Si la distance parcourue par le signal pour passer d'une fonction à l'autre n'est pas très petite par rapport à lambda, il faudra relier les deux fonctions par une ligne adaptée....

Les lignes vont donc  transporter le signal RF sur des longueurs non négligeables. L'extrémité doit être chargée par l'impédance caractéristique (en général R= 50 ohms)    Voir le chapitre qui est consacré aux lignes de transmission, et les précautions à prendre. En particulier, ne pas couper la masse sous la piste, et respecter le rapport W /h : largeur W et distance à la masse h pour réaliser l'impédance caractéristique requise.

Ne pas oublier que si la piste est le siège d'un courant, il passe un courant égal et opposé dans la masse sous la piste ( nous y reviendrons plus loin) 

N'oublions pas que des champs RF sont présents à proximité de ces  pistes, il faudra donc les tenir à l'écart des zones sensibles ou polluantes. 

Sur du substrat époxy avec une couche de masse , l'impédance caractéristique de 50 ohms sera obtenue avec un rapport W/h = 1,85   Si l'épaisseur h du substrat est de 1,5 mm, il faudra une largeur w = 2,8 mm. Une telle largeur est souvent gênante pour des circuits de petites dimensions, aussi avons nous vu que plus on monte en fréquence, plus on tente de réduire la largeur , et donc aussi l'épaisseur du substrat, pour conserver le w/h voulu. 

Or, plus les dimensions de la ligne sont réduites, plus les pertes augmentent. Pour une ligne de transmission adaptée, ces pertes seront généralement négligeables si la longueur reste d'un ordre de grandeur inférieur à lambda. ( ce ne serait pas le cas des lignes résonateurs)  

Si le transport d'un signal s'effectue sur une distance très faible, par exemple moins de 1% de lambda, il n'est  pas utile de passer par une ligne de transmission "adaptée" : On peut toujours prévoir ce que devient une impédance au bout d'une piste de largeur et longueur données , grâce à l'abaque de Smith. 

Une erreur grave, une fente sous la ligne de transmission:

Nous avons vu que la piste rayonne peu parce qu'il existe dans le plan de masse un courant opposé et très proche. Mais si nous avons une fente sous la piste, le courant de masse est obligé de faire un détour , ce qui l'éloigne du courant dans la piste: nous avons alors réalsé une antenne ! 

Ruptures d'impédance de la ligne 50 ohms:

Il peut arriver que localement, on ne respecte pas l'impédance caractéristique.

Il est parfois nécessaire de réduire la largeur de la piste , pour ne pas s'approcher d'une masse. Si la piste est amincie de moitié et la longueur amincie inférieure à 1% de lambda, l'abaque de Smith montre que la perturbation est négligeable.

Le coude d'une ligne de transmission: Un virage à 90 degrés d'une ligne rajoute un peu d capacité, aussi est-il de coutume de "casser" l'angle droit extérieur. Mais ce n'est utile que si la largeur de la piste n'est plus négligeable par rapport à la longueur d'onde, donc surtout à partir de quelques centaines de MHz. 

Ci-dessous quelques autres erreurs courantes provoquant des ruptures d'impédances : 

Connecteur 50 ohms sur la carte : On se méfiera de la pastilles centrale du connecteur :  Le détourage doit être suffisamment large pour ne pas apporter de capacité supplémentaire . La figure ci-contre montre une erreur à ne pas commettre, la masse entoure de  trop près de la pastille centrale du connecteur. 

Si le connecteur n'est pas côté plan de masse, attention à la capacité entre le corps du connecteur et la piste 50 ohms !  ( figure ci-contre) Il faut garder une distance  de l'ordre de l'épaisseur du substrat.  

Mais hélas ça rallonge les connexions de masse du connecteur ...Pour cette raison, il est toujours préférable que le connecteur soit côté plan de masse, de façon à réduire l'impédance entre la masse du connecteur et le plan de masse.....

Cas d'un connecteur à 90° avec liaison "en l'air": La liaison à la piste doit être large  ( languette plutôt que fil)   car le rapport w/h dans l'air doit être  plus grand , et elle doit rester proche de la masse . En rouge, la liaison s'écarte trop , il y aura rupture d'impédance et même rayonnement.... En bleu, la rupture d'impédance est moindre , ainsi que le rayonnement. 

Les pistes qui relient les éléments L et C des filtres.

Les capacités et les inductances parasites, si on n’en tient pas compte, auront pour conséquence que la résonance aura lieu sur une fréquence plus basse que prévue par la simulation. 

Les pistes qui relient entre elles les capacités et les inductances dans la maille des réseaux LC possèdent des capacités parasites très influentes si elles sont côté point chaud. Mais dans tout le reste de la maille, ces pistes, même courtes, introduiront aussi une inductance pas du tout négligeable en UHF . Ainsi, côté point froid, pour une piste courte de quelques millimètres rejoignant la masse, la capacité aura peu d’influence (puisque on est à basse impédance et que la capacité se place en parallèle.) Dans ce cas, la piste peut être assimilée à une inductance. Pour W/h = 1, on pourra compter environ 0,5 nH /mm. Il faudra y rajouter l’inductance apportée par le via de masse lui-même.

La solution idéale sera de tenir compte de ces pistes, même courtes : Lors de la simulation, on pourra  représenter les pistes qui relient les selfs et condensateurs  par des lignes de transmissions, et tenir compte du w/h pour calculer Zc, et les inclure dans le schéma. Cela évite de considérer l'inductance et la capacité de la pist. 

Quant aux "pastilles" et "aplats" pour souder les composants, on peut les assimiler à des capacités qui ne sont plus négligeables en UHF. La capacité d'une pastille par rapport à la masse est supérieure  à ce qu'on pourrait calculer si on  considère seulement sa surface et le  condensateur plan qu'elle constitue: Si la pastille a un diamètre du même ordre que l'épaisseur h du substrat, cette capacité est facilement doublée...

(Le problème de l'inductance parasite se pose particulièrement pour les circuits LC des étages RF de puissance : Voir le chapitre  'un ampli UHF de puissance" )

Exemple du circuit résonant LC ci-dessous, composé d'une inductance, d'un condensateur CMS , et de deux vias de masse. :

- La "piste en pied de self" aura pour effet d'augmenter l'inductance totale. Cette propriété peut être parfois utile, si on a besoin d'une inductance légèrement supérieure. 

- La piste au point chaud aura double effet : augmenter la capacité d'accord, et aussi augmenter l'inductance. Comme nous sommes ici au point chaud, il faudra se méfier des perte diélectriques si nous désirons des Qo très élevés, et réduire cette surface au minimum.

- La piste en pied de condensateur rajoute évidemment de l'inductance série au circuit, et vu du point chaud, elle aura pour effet de diminuer l'impédance du condensateur, puisqu'elle rajoute une réactance positive en série. Cet effet peut être néfaste pour certaines configurations d'adaptations d'impédance...aussi on prendra l'habitude de réduire cette piste autant que possible.

- Le trajet dans la masse doit généralement être réduit pour éviter de coupler le circuit au reste de la carte, dans le cas des circuits à fort Q.  ( voir paragraphe suivant) 

Une façon aisée de prendre en compte les capacités et inductances parasites des pistes, c'est de les modéliser par un segment de ligne d'impédance caractéristique donnée.

Les Chemins dans la masse.

• Pour éviter le couplage entre les circuits résonnants, et le reste de la carte le courant dans la maille d’un circuit résonnant à fort Q ne doit pas parcourir un long chemin dans la masse. ( voir l'exemple ci-dessus) Cela signifie ici que la masse de l'inductance et  la masse du condensateur d’un circuit LC à forte surtension doivent être proches. On peut même (à condition que cela ne rajoute pas trop de longueur de piste dans la maille.) connecter la masse du condensateur à la masse de la self, et porter leur point commun à la masse…
• Pourquoi cette précaution ? Dans la maille d’un circuit LC, le courant à la résonance peut être élevé si le Q est élevé. Si ce courant va d’un point du plan de masse à un autre point, il crée dans cette masse une tension qui peut exciter un autre circuit résonnant sur la même fréquence, ou une résonance ailleurs dans la carte.   Notons que si un circuit LC est entièrement dans un blindage, les courants se déplacent sur la surface intérieure du blindage,  donc ne sont pas vus à l’extérieur  et il n'y a plus de couplage par les masses. Pour bien comprendre ce phénomène, il faut savoir que les champs proches de la masse ne peuvent exister sans des courants dans la masse, et réciproquement: Le blindage supprimant les champs extérieurs, il n'y a pas non plus de courants extérieurs...
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Exemple ci-dessous, d'un circuit LC dans le collecteur d'un transistor SOT23: Les vias de masse du condensateur d'accord et du découplage sont très proches, car le trajet dans la masse entre ces deux vias est inclus dans la maille du circuit LC....

Il faut aussi que la piste du condensateur de découplage soit courte, sinon il y aura une tension RF sur la résistance d'alimentation, d'où des pertes si cette résistance est petite. 

On aurait pu placer la capa d'accord directement en parallèle sur la self, ce qui éviterait au condensateur de découplage et au via de masse d'être dans la maille de résonance

Les portions de masse côté composants :

La présence d'un plan de masse est très commode car il nous permet de faire une connexion de masse en n'importe quel endroit de la carte. Cependant, on peut vouloir éviter de multiplier les vias de masse , pour des raisons de coût. Ce raisonnement  peut conduire à créer des morceaux de masse commune côté composants.  Plus on monte en fréquence, plus cette pratique peut conduire à des problèmes. 

Prenons l'exemple ci contre, qui est une erreur : On  relié la masse du condensateur à la masse du circuit amplificateur  . Il restera toujours un résidu de tension sur les vias de masse du module amplificateur, car ces vias , même triplés, n'ont pas une impédance nulle et le courant RF de l'ampli peut être important.... On ramène donc sur le condensateur d'entrée une tenion RF qui pourra provoquer un "accrochage": Cette piste de masse, avec vias à chaque extrémité,  constitue un résonateur "demi-onde" à quelques GHz qui transmet bien entre les pseudo court-circuits.  L'ampli  sera transformé en oscillateur...

Le point chaud des circuits résonants à fort Q: 

Si on recherche un circuit à très forte surtension et à faible perte,  la  capacité parasite de la pastille ou de l'aplat de cuivre sur lequel est soudé le composant  pose un  problème : le facteur de pertes de l’isolant époxy ( le tgte delta est de l’ordre de 1/50 à 500 MHz) dégrade le Qo du circuit. La solution, c’est évidemment dans ce cas particulier, de réduire la surface  de ce point haute impédance pour réduire la capacité par rapport à la masse, ou bien d’avoir un substrat différent, ou de prévoir un nœud haute impédance « en l’air » .  

Capacités parasites des "pastilles" .

Sur les points chauds des circuits résonnants, les capacités des pastilles et des pistes auront un effet rarement négligeable .

On a vu que les pistes  peuvent être modélisées par des lignes d'impédance caractéristique donnée par le rapport W/h . Donc, pour ces pistes, la capacité ( et l'inductance) est déjà prise en compte. 

Sinon, une surface  cuivrée   présentera une certaine capacité par rapport à la masse. Cela peut être le cas de composants qui dissipent de la chaleur, ou des pastilles larges.  Si les dimensions de la surface sont très nettement plus grandes que l'épaisseur du substrat, on pourra appliquer les formules d'un condensateur plan. Par exemple, 1 cm2 de cuivre au dessus d'un substrat époxy de 8/10 mm d'épaisseur  présentera une capacité de 5 pF.  Mais une pastille de surface dix fois moindre  présentera   toutefois plus de  0,5 pF . 

On peut être tenté d'utiliser un "aplat" de cuivre imprimé pour constituer le condensateur d'accord. Outre la place  prise, le Qo du circuit LC  sera abaissé par les pertes diélectrique. Pour de l'époxy, en uHF, on ne dépassera pas Qo = 50 si tout le condensateur est réalisé avec le substrat époxy. Cela reste  donc une solution pour les circuits à bas Qc, sinon il faut un diélectrique mieux adapté que l'époxy....

Couplage entre deux circuits résonnants, il s'agit ici des couplages non désirés à éviter:

• -Couplage par les flux si les selfs sont proches et parallèles,
• -Couplage par le champ électrique si les deux points chauds sont proches.
• -Couplage par impédance commune si les mailles des deux circuits ont un chemin commun dans la masse: Le dessin ci-dessous montre deux circuits LC  aux masses très mal routées: la maille de chaque circuit  possède un long chemin dans la masse, (le trajet  du courant qui va de la masse de la self à la masse du condensateur) . Or, ce trajet est presque le même pour les deux circuits, d'où un couplage parasite important...Surtout si le Q est élevé !

Impédance des vias

Les vias n’ont pas une impédance nulle. En UHF, une bonne simulation doit en tenir compte. L’impédance d’un via est d’autant plus grande que le via a un petit diamètre et que le substrat est épais. On évitera donc les diamètres trop petits. A titre d’exemple, pour un via de diamètre 6/10 de mm, l’inductance d’un via sera :

• Epaisseur du substrat    1,6 mm       0,8 mmm          0,4 mm

Inductance               0,25 nH   0,1 nH      0,03 nH

Si le via est utilisé pour mettre à la masse les composants d’un circuit LC à fort Q , il faudra aussi tenir compte de sa résistance, certes faible… mais on a vu que la moindre résistance série dégradait le Qo. 

On n’hésitera pas à placer plusieurs vias en parallèle. Pour réduire l’impédance des vias, on peut aussi réduire l’épaisseur du substrat,c’est ce qu’on fait en hyperfréquences en adoptant des circuits très minces. 

Remarquons enfin que le via possède une impédance inductive, donc si on élargit  exagérément sa pastille, on introduit une capacité en parallèle sur cette inductance, donc on augmente la réactance totale ....Encore une raison pour éviter des morceaux de masse côté composants....

Rayonnement des pistes ! 

• Les pistes rayonnent d’autant moins que l’épaisseur h du substrat est faible !
• Il faut distinguer le champ proche, à une distance du même ordre de grandeur que la distance h piste-masse. On évitera de coupler d’autres pistes à une piste parcourue par un courant RF. La distance varie évidemment en fonction du problème, mais il faut éviter de placer une piste à moins de 3 fois l’épaisseur du substrat Le champ proche décroît très vite dès qu'on s'éloigne de la piste. Le danger que l’on court, c’est que la piste couplée à une piste RF ne soit pas traitée comme une piste RF, et amène de l’énergie RF en des endroits où elle est perturbatrice ou rayonnée.
• Le champ lointain aux fréquences élevées, est fonction de la distance piste masse exprimée en longueur d’onde. Ce rayonnement est donc plus important aux fréquences élevées. . Dans ce cas, le rayonnement est une onde électromagnétique qui se propage assez loin. Cependant, avec des distances entre piste et masse de l’ordre du mm, ce rayonnement est assez faible en UHF ( pas en bande S ou  x !) . Pour l’éviter, dans les cas très critiques, on peut placer une bande large de masse ( deuxième plan de masse) au dessus de la piste , qui sera reliée par de nombreux vias au plan principal. Il s’agit alors d’une ligne triplaque, dont il faudra calculer l’impédance caractéristique.
• Cependant, l’expérience montre que, dans la majorité des cas, si le substrat est peu épais,  les rayonnements électromagnétiques proviennent surtout de composants nettement plus hauts que les pistes. Ces composants créent des champs et des courants plus éloignés du plan de masse, et donc qui rayonnent plus que les pistes. 

Les résonnances parasites des pistes

Deux condensateurs de découplage d’une piste d’alimentation, distants d’une longueur x créent une ligne résonante de longueur lambda/2. Par exemple, deux condensateurs distants de 5cm qui découplent une piste sur époxy forment un résonateur vers 1500 MHz . Ces résonances seront bien amorties si les fonctions alimentées présentent à l’alimentation des résistances de quelques dizaines d’ohms ( résistances ou ferrites) . C’est une autre bonne raison de placer ces impédances en série avec l’alimentation de chaque fonction, elles "amortissent" les résonances éventuelles sur la piste d'alimentation. 

Croisement des pistes

Lorsque le circuit comprend plus de deux couches, il est facile d'éviter de faire croiser les pistes RF par d'autres pistes, car on peut utiliser une couche de l'autre côté du plan de masse pour les autres pistes. Par contre, si on ne dispose que de deux couches , donc d'une couche pour l'ensemble des pistes, il faudra éviter de faire croiser les pistes RF par d'autres pistes...Et l'implantation générale devra tenir compte de ce problème.....En effet, il y aura toujours une capacité parasite entre les pistes qui se croisent, même à angle droit, dautant plus si les pistes sont larges. C'est au concepteur de juger de l'effet de cette capacité parasite.....dans les deux sens des perturbations possibles.

 Ci- contre un exemple de précautions: Quand on ne peut pas faire autrement, croisement d'une ligne RF et d'une alimentation. 

On peut aussi faire "enjamber" la piste RF par une seule  bead ferrite suffisamment longue.....Notons que la bead ferrite collées placée sur la piste RF produit une perturbation assez faible de la ligne RF, car le courant de la ligne RF se situe à la surface de la ligne côté plan de masse, et peu côté bead....

Auto-oscillation parasite  des transistors à Ft élevé.

Un problème souvent rencontré, ce sont des oscillations parasites à plusieurs GHz des transistors à Ft élevé. Ce problème est souvent ignoré,  il  se traduit par des performances moins bonnes qu'attendues, en gain , en bruit .... On peut mettre en évidence cette oscillation avec une sonde reliée à un analyseur hyperfréquences, très près du transistor,  (mais sans faire le contact avec le circuit, qui modifierai la configuration !) ou bien tout simplement en constatant des variations de consommation en approchant le doigt du boîtier. 

Le schéma ci-contre montre pourquoi une telle oscillation se produit. Si sur une certaine fréquence, le découplage d'émetteur est capacitif ,  si le circuit base est inductif , et du fait de la capacité base émetteur, alors le transistor est configuré en oscillateur Colpitz,  bien connu pour sa facilité d'oscillation en hyperfréquences.....

Adaptation par stub en hyperfréquences.

A partir de quelques GHz, les adaptations se feront par des lignes et des stubs, si la place le permet. Nous avons vu dans le chapitre 3 " Les lignes de transmission" les méthodes d'adaptation grâce au diagramme de Smith, aujourd'hui facilement réalisables par des logiciels.

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Stubs capacitifs:

Par exemple, pour transformer en 50 ohms une résistance de 15 ohms, on peut utiliser l'adaptation en L simple stub  ci contre.

Si toutes les lignes sont d'impédance Zc = 50 ohms, on vérifiera facilement que :

L1 = 0,08 lambda G

L2 = 0,15 lambda G

Cette méthode n'est précise que si les largeurs des lignes sont très petites devant lambdaG

Rappel : LambdaG est la longueur d'onde "guidée", c'est à dire après application du coefficient de vélocité, voir le chapitre 3 "Les lignes de transmission". 

En effet, la ligne L2 tient de la place, et il est intéressant de réduire son impédance caractéristique pour qu'elle soit plus courte ( mais plus large !)  . Le problème qui se pose alors, c'est de savoir comment  mesurer L1.... On commet une erreur en prenant l'axe du stub, car le courant ne va pas attendre d'être dans l'axe de L2 pour  aller dans le stub..

 Dans ce cas , il faut donc le logiciel de simulation adéquat pour  effectuer la correction, car les  stubs "larges" sont  difficilement calculables autrement. 

Notons au passage qu'on peut  placer deux stubs en parallèle, ce qui équilibrera la place...

Sans le logiciel adéquat,  une mise au point fine sera utile dans le cas des stubs larges car les "effets de bord" sont difficiles à prévoir autrement... . 

Par exemple, on pourra ne pas connecter le stub, dessin ci-contre,  et chercher par un pont de soudure ( point rouge , ) le point exact de contact pour optimiser L1. 

Mais il faudra aussi  ajuster la  longueur du stub, par exemple   en faisant glisser une plaquette métallique ou  coller un clinquant qui allongera plus ou moins le stub ( représentée en pointillé) . Il vaut mieux dans ce cas que le contact ne se fasse pas, et jouer sur l'effet de capacité,  pour éviter des contacts  intempestifs. 

Un exemple ci-contre de stubs d'adaptation à un PA hyperfréquences. 

Le stub d'adaptation de la sortie est à une distance L1 précise qui doit être ajustée.

On remarquera aussi à droite un stub quart d'onde servant de filtre, et ajusté, par sa capacité terminale.

Une autre façon d'ajuster la longueur du stub, c'est de prévoir en bout des rectangles de cuivre qu'on peut relier au stub pour augmenter sa capacité .

Par ailleurs, en rétrécissant le départ du stub, on peut mieux définir sa position sur la ligne principale ...Mais il faut être certain de cette position  dans le cas de l'adaptation à un seul stub..

La largeur de départ "e" joue beaucoup car ce  rétrécissement augmente la self série du départ. 

Stubs inductifs.

Ils sont généralement constitués de lignes fermées à la masse , en parallèle sur la ligne principale. Le réglage pourra se faire par un pont de soudure  convenablement placé, qui va vers une masse ramenée sur la surface composants du  circuit. Cette masse sera  pourvue de nombreux vias .. 

Une autre façon de régler un stub inductif, on positionne le court circuit , selon la figure ci-contre.

Résonateurs  micro-strip :

Les plus utilisés sont les résonateurs lambda/2 et les résonateurs lambda/4. 

Voir le chapitre 3 "Les lignes de transmission" , paragraphe "les lignes résonantes" 

Quant aux  surfaces résonantes larges, elles  nécessitent généralement un logiciel de simulation. 

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Entrées Sorties des blindages internes .

Il s'agit des petits blindages qui entourent certaines fonctions de la carte. les pistes sont toujours supposées courir au dessus du plan de masse...

• Il faudra traiter chacune des connexions d’entrées /sorties, car un blindage est inefficace si les perturbations sont amenées par les conducteurs qui entrent dans la partie blindée.
• Le filtrage consistant en une capacité de découplage seule n’est pas suffisant, car nous avons vu que les capacités de découplages étaient loin d’avoir une impédance nulle. On aura donc à mettre une cellule de filtrage en « L » , en plaçant une impédance en série dés l’entrée dans le blindage . Immédiatement derrière, une capacité de découplage ira vers la la masse le plus près possible du blindage.( voir figure ci-dessous, on peut permuter "extérieur " et "intérieur".
• L‘impédance série peut être une résistance d’au moins une centaine d’ohms, si les signaux à filtrer le permettent. Sinon, on utilisera une ferrite CMS , plutôt qu’une vraie inductance CMS qui risque d’avoir une petite capacité parasite en parallèle et de créer une résonance.
• On pourra aussi utiliser des composants cMS constituant un filtre en Té, composé de deux ferrites encadrant un condensateur mis à la masse..
• Seules les connexions concernées par les signaux Rf ne pourront pas être filtrées…

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CEM : Traitement des entrées/sorties de carte, le mode commun.

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Blinder une carte ne suffit pas, les perturbations sont généralement apportées par les conducteurs entrant sur la carte.....Les perturbations dites par « mode commun » sont les problèmes essentiels de la CEM.

Nous parlerons de « rayonnement » lorsque l’appareil rayonnera des signaux perturbateurs vers l’extérieur. Il s'agit des amplificateurs de puissance RF, mais aussi des circuits de commutations rapides : alimentations à découpage, circuits logiques rapides.

 Nous parlerons de « susceptibilité » lorsqu’ un appareil peut être perturbé par un rayonnement extérieur. Les fonctions les plus susceptibles sont les amplis RF bas niveau , comme les récepteurs radio. Mais on constatera aussi que les amplis audio bas niveau sont sensibles aux champs RF, par non linéarité des jonctions.  

S'il est conseillé  de traiter localement ces problèmes, nous verrons  qu'il est  toujours nécessaire de les traiter aussi globalement au niveau de la carte  : Entrées sorties et blindage de la carte.   

Dans le Chapitre « mesures en RF », nous donnons des méthodes pour tester un appareil selon ces deux critères. 

Nous verrons  que le traitement des problèmes de mode commun aux fréquences  de plusieurs centaines de MHz qui nous intéressent ici, est parfois assez différent des solutions CEM classiques aux fréquences plus basses.

Mode symétrique (ou différentiel)  et mode commun :

Mode symétrique ou différentiel  : Lorsque un signal « utile » arrive ou sort d’une carte électronique, ce signal est amené par deux conducteurs, le conducteur aller et le conducteur retour. Par exemple : l’alimentation, une ligne téléphonique, ou encore un câble coaxial. Les deux conducteurs sont proches, donc les champs induits vers l’extérieur se compensent...De même, les champs extérieurs induisent dans ce circuit des tensions opposées qui se compensent. Ce sont les conditions idéales, peu de rayonnement et peu de sensibilité (susceptibilité) au monde extérieur.

Comment s'induisent  les perturbations de mode commun ?

Considérons la figure ci-dessous montrant comment le câble d'un appareil va être soumis à ce genre de perturbations. 

 Nous voyons sous le câble une "boucle" d'autant plus grande que le câble sera éloigné de la masse située en dessous. Un champ électromagnétique présent autour du câble va induire dans cette boucle des tensions et courants de mode commun d'autant plus importants que le câble sera éloigné de la masse....Le but de la protection CEM, ce sera d'empêcher ces courants d'entrer sur la carte.

Si l'appareil fait partie d'un ensemble sur châssis, sa masse  sera généralement reliée au châssis....On pourrait naïvement penser qu'il suffit de ne pas réunir l'appareil au châssis pour empêcher le courant de circuler dans la "boucle"....Mais ce serait oublier la capacité  de l'appareil par rapport au châssis. Et même si l'appareil est loin de toute masse, il possède une capacité propre  largement suffisante pour ouvrir la voie aux courants en VHF et UHF...

Et souvent, il n'y a pas  de masse ou de châssis contre lequel "plaquer" le câble ....Nous n'aurons alors aucun moyen d'empêcher cette induction parasite sur l'ensemble des conducteurs du câble.....

La carte peut être perturbée ...Ou perturbatrice. 

Si les courants de mode commun entrent sur la carte, nous aurons des problèmes de susceptibilité CEM.

Mais notre appareil créera aussi des problèmes à d'autres,  si la carte est le siège de signaux rapides ,  et si ces signaux sortent par le câble et sont rayonnés : Le but de la CEM, c’est donc d’empêcher les courants de mode commun d’entrer sur la carte, et d'empêcher les courants présents sur la carte, de sortir par les câbles "en mode commun".

Si la carte est protégée en susceptibilité, elle le sera souvent aussi en rayonnement : les solutions pour éviter les problèmes de CEM sont souvent les mêmes dans les deux sens….Pour concevoir la protection, on peut donc raisonner dans le sens qu’on désire. Nous allons ci-dessous raisonner dans le sens extérieur vers carte ( susceptibilité) . 

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 Le trajet du courant de mode commun : 

Un exemple de carte dans son boîtier métallique...ou comment dévier vers l'extérieur le courant de mode commun....

Pour éviter ces courants de mode commun, il faudra donc considérer avec attention les entrées/sorties de la carte. La carte peut être unique. Dans ce cas, les entrées sorties seront les entrées sorties extérieures à l'appareil considéré. Essayons de voir par un exemple quel chemin ces courants vont emprunter dans le boîtier pour ressortir, car ils vont ressortir! 

Considérons la figure ci-dessous : un courant de mode commun ( en rouge) qui entre par un conducteur extérieur. Voici par exemple le chemin qu’il va parcourir pour ressortir :

Le courant passe par le connecteur, puis passe sur une piste qui mène à un condensateur de découplage, puis la piste mène à un via qui va faire passer le courant dans la couche de masse sous la carte. Le courant va alors arriver à une liaison carte – châssis (colonnette…) . Puis il va circuler à la surface intérieure du boitier jusqu’à ressortir par l’ouverture d’accès du câble, puis enfin le courant de mode commun va circuler à la surface extérieure du boîtier. (Le courant RF ne traverse JAMAIS la paroi.)

Si nous permettons au courant de mode commun d’entrer sur la carte, il va parcourir ainsi une sorte de boucle qui rayonne dans le boîtier…. il va circuler aussi dans la masse, donc y produire des tensions parasites , etc…

Il faudra donc réduire au maximum le trajet que nous venons de décrire :

• -Connecteur très proche de l’ouverture du boitier
• -Condensateur de découplage très proche du connecteur,
• -Via de masse très proche du condensateur
• -Colonnette de liaison au châssis très proche du via de masse.
• -Retour vers l’ouverture le plus court possible.

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• L'idéal, ce serait bien sur de disposer un condensateur de découplage entre les conducteurs et le châssis, au niveau de l'entrée de ces conducteurs dans le châssis. Mais c'est souvent difficile à réaliser mécaniquement , car il faut une connexion très courte.... 

Dévier ainsi le mode commun par un découplage est efficace si les fréquences ne dépassent pas quelques dizaines de MHz.....Mais en UHF et au delà, cette  boucle à l'intérieur du boîtier, si petite soit-elle rayonnera dans celui-ci. Plutôt que de dévier les courants de mode commun vers l'extérieur, on va préférer les   bloquer  dès l'entrée, grâce à une impédance série très proche de l'ouverture. Il faudra traiter ainsi TOUTES les connexions d'entrée....Y compris la masse si ce conducteur entre dans le boîtier . On préfèrera parfois connecter la masse sur le boîtier lui-même, sans faire entrer ce conducteur de masse dans le boîtier.

L'impédance série peut- être une résistance de quelques centaines d'ohms, si le signal transporté l'autorise. Si on ne veut pas de chute de tension, pour les alimentations, par exemple, on utilisera une inductance CMS ou des  "beads" à ferrite, en s'assurant qu'elle supporte le courant demandé...

La partie du conducteur qui entre dans le boitier, qui va jusqu'au composant d'arrêt,  doit très être courte, bien inférieure au quart d'onde de la fréquence la plus élevée impliquée. Un conducteur "en l'air" qui entre dans le boitier peut créer  un problème de "tension" de mode commun....Même si en UHF, les problèmes de "tensions" de mode commun sont moins souvent  observés.

Il faudra être vigilant à ce problème si on est obligé de placer un connecteur sur la carte....

Cette impédance d'arrêt placée dès l'entrée ne pourra pas bloquer les fréquences les plus basses , car un faudrait des inductances  grandes......Il est donc conseillé de placer derrière, côté carte, un condensateur de découplage , voire un circuit en Té passe bas, et on tiendra compte de ce qui est dit plus haut pour  ce découplage : trajet court du signal jusqu'à la sortie....  

On voit qu'il est souvent difficile de bloquer les fréquences basses (  moins de 30 MHz) par une impédance série , et qu'il est difficile de dériver vers l'extérieur les fréquence élevées. 

La solution courante, c'est un mix des deux , c'est le  circuit en L  : entrée immédiate par une impédance série, pour bloquer les fréquences élevées, et derrière, capacité à la masse pour dériver les fréquences plus basses et le résidu des fréquences élevées. 

On trouvera dans le commerce des composants filtre en té prévus à cet effet......

Il existe des composants de découplage  prévus pour cela: Un boîtier CMS comprend un circuit en Té , composé de deux ferrites et d'une capacité centrale à  mettre  à la masse . Ce filtre en Té est plus intéressant qu'un filtre en pi, puisqu'il vaut mieux arriver sur une impédance série...puisqu'on a vu qh'on ne peut pas facilement dériver vers la masse les fréquences élevées. 

 Ce composant CMS de filtre peut être placé aussi à l'entrée des blindages  présents sur la carte , en s'assurant qu'il n'agit pas sur les signaux utiles.... 

• Nous pouvons dans certains cas tenter de réduire à zéro le  trajet du courant de mode commun dans le boîtier, même aux fréquences élevées, en plaçant un découplage du courant de mode commun déjà au niveau de l’ouverture…C’est ce qui est réalisé lorsqu’on veut une très grande protection CEM : Il existe des condensateurs dits « by pass » qui se soudent directement sur la paroi … Le courant de mode commun n’entre plus sur la carte : FIG87
• Mais les condensateurs "by pass" sont onéreux ...et il en faut un par conducteur...

• Et pour les signaux utiles  très rapides?   si nous voulons traiter une connexion très rapide,  les signaux très rapides et les signaux RF doivent arriver par un câble blindé (coaxial…) . Comme les courants de mode commun circulent à la surface extérieure du blindage, il suffit d’avoir un contact entre le blindage du câble et le boîtier au niveau du passage du câble. Le courant de mode commun passe alors directement à la surface extérieure du boîtier sans pénétrer à l’intérieur de celui-ci ...
• On peut aussi traiter de cette  façon  un câble multiconducteur blindé : le blindage sera mis à la masse au niveau de l'entrée dans le boîtier...

Entrées /sorties de la RF :

Les signaux RF sont un exemple de signaux très rapides...

A l'extérieur de la carte, ces signaux RF sont amenés par des câbles coaxiaux . Le courant de retour dans un câble coaxial circule normalement à la surface intérieure du blindage du câble, en mode symétrique...  Ici, le phénomène de courants de mode commun va se traduire par un courant  circulant à la surface extérieure du câble coaxial , c'est le "courant de gaine". 

 Nous devons redouter le courant de gaine. Un tel courant transforme les câbles en antenne , avec tous les problèmes qui peuvent en découler : auto-oscillation de amplis RF à fort gain, CEM, etc...

Pour l'éviter, il faudra que la masse du connecteur coaxial ait une liaison à la masse de la carte aussi courte  que possible. Si le connecteur n'est pas côté plan de masse, il faudra plusieurs vias de masse pour réaliser ce contact .

Par ailleurs, si la carte est dans un boîtier  blindé, ou dans un châssis, , il faudra que le blindage du câble soit en contact avec le boîtier au niveau de son entrée dans celui-ci. De cette façon, le courant de mode commun ( en orange ci-contre) circulant à la surface extérieure du câble coaxial sera directement dérivé vers la surface extérieure du boîtier, et l'entrera pas dans le boîtier.

En rouge, le courant "utile" circulant à l'intérieur du coaxial,  avec son  courant de retour à la surface intérieure....

Autres filtrage au niveau du châssis, filtrage de l'alimentation...

Ces filtrages au niveau du châssis concernent par exemple  les alimentations secteurs...

Le filtrage à ce niveau  devrait permettre de filtrer le mode commun de   tout le spectre  concerné par les normes.  En général, ce  boîtier de filtrage est placé sur la paroi de blindage .  

Mais  ces boîtiers de filtrage n'apportent pas toujours une isolation suffisante aux fréquences qui nous occupent ici, notamment au delà du GHz, car souvent ni les inductances, ni les capacités, ni le câblage dans ces boitiers ne sont adaptés aux hyperfréquences. 

Pour cette raison, il sera nécessaire de placer à l'entrée de la carte concernée par ces fréquences un filtrage  supplémentaire, avec des inductances et des capacités ( C3, C4...) prévues pour ces fréquences UHF et plus haut.

La ferrite de blocage de mode commun sur le câble :

Dans certains cas, il sera nécessaire d'enfiler "un tube de ferrite de mode commun " dans le câble juste avant son entrée dans le boîtier. Il faudra que la distance entre cette ferrite et la carte soit nettement inférieure au quart d'onde de la fréquence la plus haute qui est à craindre, car la portion entre la ferrite et la carte pourra se comporter comme une antenne !

La ferrite n'a pas d'influence sur les courants en mode symétrique circulant dans le câble. 

Notons enfin qu'il existe aussi des ferrites plates de blocage du mode commun, pour câbles plats.... 

Si on veut renforcer la protection sur une fréquence particulière, par exemple sur un site comportant un émetteur puissant, il est intéressant de disposer deux ferrites de blocage de MC distantes d'un quart d'onde. ( voir ci-dessous)  

Protection mécanique et protection CEM:

Il n'est pas toujours possible  que la connectique d'entrée d'un produit comporte aussi le filtrage CEM. Dans beaucoup de cas, il faudra séparer la connectique mécanique, qui doit être solide , du filtrage CEM . Voici deux exemples :

Ici, on a un boîtier plastique qui n'a qu'une fonction de protection mécanique , avec une connectique standard... A l'intérieur, on trouve un autre boîtier blindé, avec des entrées sorties filtrées, par des condensateurs by pass, par exemple.

Liaisons entre cartes

Si on a plusieurs cartes reliées entre elles, il faudra considérer les liaisons de la même façon que décrit plus haut:

A tout conducteur amenant un signal doit être associé le conducteur de "retour" le plus proche possible, très souvent la masse.   

S'il s'agit de conducteurs de signaux lents, on peut simplement craindre la susceptibilité, c'est à dire des perturbations par des champs extérieurs. Comme déjà indiqué, il faudra que ces conducteurs soient proches du plan de masse commun aux cartes, ce plan de masse constituant le conducteur "retour". Dans ce cas de signaux peu perturbants, on pourra simplement prévoir une liaison entre la masse de la carte et le châssis à proximité immédiate des entrées sorties. Par exemple, par des colonnettes carte-châssis à proximité de ces entrées sorties.

Le dessin ci-dessous montre le trajet du courant de retour, qui doit rester proche du courant "aller", grâce aux colonnettes en bord de cartes. 

Mais s'il s'agit de conducteurs de signaux rapides, il faudra aussi craindre le rayonnement de ces conducteurs. Il faudra que le trajet du conducteur de retour soit plus proche du trajet du conducteur amenant le signal.

L'idéal, c'est d'utiliser un câble coaxial faisant la liaison entre les deux cartes. Si le cas est moins critique, on pourra utiliser une liaison par câble en nappe, le conducteur central étant encadré par deux conducteurs de masse. Dans ce cas, l'impédance caractéristique de la "ligne" ainsi formée sera de l'ordre de la centaine d'ohms. ( figure ci -contre) 

Résonance parasite Carte / boîtier

• -Ces résonances parasites peuvent être très nuisibles, en renforçant les rayonnement non désirés de la carte, ou en la rendant susceptible à certaines fréquences .
• Des résonances parasites apparaîtront lorsque la carte est fixée dans un boitier métallique : Entre deux points de contact du plan de masse au boîtier ( par exemple colonnettes à distances D ) , on aura là souvent un résonateur en demi-onde…La solution, c’est de prévoir des contacts carte châssis suffisamment rapprochés pour que l’écart entre deux fixation représente une demi-onde pour des fréquences très supérieures à celle en jeux sur la carte. Une bonne solution, c’est de prévoir un contact tout le long, entre le bord de carte et le boîtier ( "trottoir") ,

Une autre résonance souvent nuisible est la résonance du "nez de carte", c'est à dire d'une portion de la carte non mise à la masse  sur ces bord.  Cette portion aura une fréquence de résonance correspondant à un quart d'onde entre le point de fixation à la masse et le bord de la carte, comme indiqué ci-contre. 

• -N’oublions pas aussi qu’une carte placée dans une boite métallique fermée est enfermée dans une cavité résonante. Le boitier fait alors un guide d'onde, on pourra évaluer sa fréquence de coupure en modes guidés ... La fréquence de résonance ( généralement mode TM) sera même fortement abaissée et devenir gênante si des éléments métalliques ( blindages…) réduisent la distance à la face supérieure du boîtier.( voir figure ci-dessous) .
• Dans certains cas, on sera obligé de coller sur la face supérieure du boitier une plaque de ferrite souple qui amortit les résonances de la cavité .

• Très souvent, on sera obligé de placer des "capots" ( blindages internes, reliés au plan de masse par un grand nombre de vias) pour blinder certaines fonctions de la carte. Les remarques précédents s'appliquent. Si le capot est grand, il faut vérifier si l'intérieur du capot n'est pas une cavité résonante aux fréquences élevées.  Même le capot blindage d'un sous ensemble peut constituer une cavité résonante. mais en principe, cette dernière cavité étant plus petite, les fréquence en jeu seront plus élevées...

Propagation guidée dans le boîtier:

Bien qu'il ne s'agisse pas exactement d'une résonance, il faudra se méfier en hyperfréquences de la propagation guidée dans le boîtier . Par exemple, le signal de sortie d'un amplificateur pourra être réinjecté sur l'entrée si le boitier se comporte en guide d'onde: il faudra donc se méfier si  la largeur a du boîtier est supérieure  à la demi-onde. 

(Voir le dessin ci-dessous, la carte de l'amplificateur est en vert) 

Le problème peut aussi se poser pour un filtre , le couplage entrée /sortie  pourra réduire fortement les performances du filtre.....Par exemple, le filtrage des harmoniques d'un émetteur UHF pourra être  perturbé .... 

Il faudra maintenlr la fréquence de coupure du "guide" bien supérieure aux fréquences en cause, car même l'onde évanescente proche de la coupure pourra réaliser ce  couplage non désiré.